Q-werd

Постоялец
В этой теме предлагаю выкладывать практические наработки в построении композитных усилителей петлевое усиление которых больше 90 dB.
Правильная схема «композита» позволяет реализовать преимущества каждого отдельного ОУ при одновременном уменьшении их недостатков.

Для обеспечения линейности и устойчивости необходимо настроить цепи ООС, частотной коррекции, местной коррекции, устойчивости до единичного усиления, отчего будут зависить такие параметры как:
*Запас устойчивости по коэффициенту усиления
*Частота единичного усиления
* Ширина полосы при неравномерности АЧХ 0.1 дБ
*Емкость нагрузки
*Коэффициент подавления пульсаций наряжения питания
и др.

1. Обратить внимание на минимальные шумовые свойства «первого» ОУ (входной ток, напряжение смещения на входе, наряжение шумов в полосе частот), от которого зависит весь спектр шумов композита. Здесь выбор в пользу малошумящих ОУ с показателем ≤ 10 нВ/√Гц (например )

При сопротивлениях источника ниже 10 кОм малошумящие усилители с биполярными входами обычно обеспечивают более низкий уровень шума. При сопротивлениях выше 10 кОм КМОП- или JFE-усилители, скорее всего, будут иметь преимущество.

Если первый ОУ включен по схеме инвертирующего усиления, то предпочтение отдавать ОУ со следящим питанием.

2. При выборе «второго» ОУ - обратить внимание на нагрузочную способность (выходной импеданс, выходной ток), чтобы минимализировать коэффициент нелинейных искажений и шумов. Входной каскад может быть как на биполярных, так и на JFET транзисторах. Подойдут ОУ с высоким выходным током ≥ 100 мA (например )

Применение того или иного ОУ зависит от схемы включения композита.
Первая схема - Неинверт+Инверт:
1590908584139.png

R1,С1 – входной фильтр ВЧ помех (Фср(Гц) = 1000000 / (6,3 х С(нФ) х R(k)).
R3,С2 – внешняя компенсация нестабильности ОУ (R3 = R8 /10 ).
С3 – местная коррекция ФЧХ в высокочастотной области.
R4, R5, С4, D1, D2 – антиклип - ограничение амплитуды сигнала на входе второго ОУ.
D3...D8, R6 - местная петля ООС, уменьшает общее петлевое усиление но положительно влияет на устойчивость всего композита.
R8,С5 – основная цепь ООС.

URL:
https://rcl-electro.ru/threads/Адреналин-ультралинейные-усилители-мощности.323/
Руководства по выбору малошумящего усилителя

 

MakarOFF

Постоялец
Предлагаю обсудить регулятор громкости Максима Васильева по мотивам Сухова. Это композит на двух ОУ с местной ООС во втором каскаде, по графикам Максима очень даже неплохие параметры обеспечивает и допускает широкую замену по микрухам, сам думаю строить на OPA1642 (54dB 20kHz) и NE5532 (61dB 20kHz), регулятор громкости на одной микрухе LM4562 у меня уже есть, ждёт когда соберу композитник на LM1875 и LF356. 11-58-05-downloadfile.jpg 12-00-18-downloadfile.jpg 11-58-05-downloadfile.jpg 12-00-18-downloadfile.jpg 11-58-05-downloadfile.jpg
 

Sagittarius

Старовер
Вы действительно можете получить точность ppm от Op Amps?

__________________________
*ppm - часть от миллиона, миллионная доля, в понятных нам терминах - 0,000.1%. Для нас - пройденный в нескольких усилителях мощности уровень, не говоря об ушниках или предусилителях.
__________________________

Промышленная и медицинская конструкция постоянно требует улучшения точности и скорости продукта. Промышленные аналоговые интегральные схемы, как правило, не отставали от требований к скорости, но отстают от требований к точности. Существует требование к системам точности 1 ppm, особенно теперь, когда линейные АЦП с точностью 1 ppm становятся общими. В этой статье представлен обзор источников ограничения точности ОУ и советы, как выбрать несколько ОУ, которые имеют шанс точности 1 ppm. Мы также обсудим несколько приложений для обхода существующих ограничений ОУ.

Точность связана с числами: насколько близко система работает с предполагаемым числовым значением. Точность - это глубина числового значения в терминах цифр. В этой статье мы будем использовать точность как термин, который включает все ограничения на системные измерения, такие как шум, смещение, погрешность усиления и нелинейность. Многие операционные усилители имеют некоторые условия ошибок на уровне ppm, но ни один из них не имеет всех ошибок на уровне ppm.

Например, усилители с периодической компенсацией дрейфа могут обеспечивать напряжение смещения на уровне ppm, линейность постоянного тока и низкочастотный шум, но они имеют проблемные входные токи смещения и линейность на высоких частотах. Биполярные усилители могут обеспечивать низкий широкополосный шум и хорошую линейность, но их входные токи все еще могут вызывать внутрисхемные ошибки (поэтому мы будем использовать термин применение для внутрисхемных ). Усилители MOS имеют превосходные токи смещения, но, вообще, недостаточны по причине низкочастотных шумов и линейности.

В данной статье мы будем использовать грубую эквивалентность 1 ppm нелинейности в передаточной функции как -120 dB гармонических искажений.

Типы усилителя Non-ppm

Давайте обсудим типы усилителей, которые мы отвергаем, как не очень линейные.

Наименьшая линейность наблюдается в так называемых усилителях видео или линейных драйверов. Это широкополосные усилители с ужасной точностью постоянного тока: смещения в несколько милливольт и токи смещения в диапазоне от 1 мкА до 50 мкА, и обычно с плохим 1/f шумом. 1/ f шум - это шумы в диапазоне от 0,1 Гц до 10 Гц. Ожидаемая точность составляет от 0,3% до 0,1% при постоянном токе, хотя искажение переменного тока может быть от -55 дБ до -90 дБ (2000 ppm до 30 ppm линейности или 0,003...0,2% искажений, ибо мы уже путаем точность с погрешностью, но пока не готовы называть искажения линейностью).

Следующая категория - более старые классические конструкции ОУ, такие как OP-07, которые могут иметь высокое усиление, CMRR и PSRR, а также хорошие смещения и шум, но которые не могут достичь лучшего, чем искажение -100 дБ (0,001%), особенно на 1 кОм или более тяжелой нагрузке.

Тогда есть дешевые усилители, новые или старые, которые не могут лучше -100 дБ при загрузке ниже 10 кОм.

Существует аудиоусилители класса ОУ. Они довольно дешевы, и их искажения могут быть очень хорошими. Однако, они не конструированы для аудио и не предлагают хорошие смещения ни хороший 1/ f шум. Они также не могут обеспечить хорошую линейность выше 10 кГц.

Существуют операционные усилители, предназначенные для линейного усиления сигналов МГц. Эти ОУ обычно цельнобиполярные и имеют большие токи смещения входного сигнала и шум 1/ f. Их линейность не лучше, чем -80... -100 dB, и получение ppm невозможно с этими ОУ.

Усилители с обратной связью по току (ТОС) также не могут поддерживать глубокую линейность или даже скромную точность, независимо от того, насколько широкополосными или огромными могут быть их скорости нарастания. Их входной каскад имеет множество источников ошибок, и они не имеют ни большого усиления, ни приличного PSRR. Усилители с обратной связью по току также имеют тепловой дрейф, который значительно увеличивает время установления.

Тогда у нас есть современные ОБ общего назначения. Они типично имеют смещение 1 mV и микровольты шума 1/F. Они поддерживают искажение -100 дБ, но не под тяжелой нагрузкой.

Источники Ошибок Op Amp

На рисунке 1 показана упрощенная структурная схема ОУ с добавлением источников ошибок переменного и постоянного тока. Топология представляет собой однополюсный усилитель с входом gm, который управляет узлом усиления, который буферизован выходным каскадом. Хотя существует много топологий ОУ, показанные источники ошибок справедливы для всех.


Рисунок 1. Упрощенный op amp и источники ошибок.

Входные Шумы

Мы видим на входе источник напряжения шумов Vnoisе с широкополосным и 1/ f-спектром. Вы не можете точно измерить сигнал, если шум имеет аналогичную величину или больше, чем системный LSB (least significant bit - наименее значащий бит).

Например, если бы мы имели широкополосный шум 6 НВ/√Гц и полосу пропускания системы 100 кГц, мы бы имели среднеквадратичный шум 1,9 мкВ на входе. Мы могли бы фильтровать этот шум: например, падение полосы пропускания до 1 кГц снижает шум до 0,19 мкВ rms, или около 1 мкВ p-p (пик-пик). Фильтрация низких частот в частотной области снижает величину шума, как и усреднение выходного сигнала АЦП (ЦАП?) с течением времени.

Однако 1/ f шум практически не может быть отфильтрован или усреднен, потому что он очень медленный. Большинство ОУ вносят между 1 мкВ p-p и 6 мкВ p-p низкочастотного шума, и, таким образом, не подходят для dc-точных уровней ppm, особенно, если они обеспечивают усиление.

На рисунке 2 показаны шумы тока и напряжения хорошего высокоточного усилителя .


Рисунок 2. LT1468 входное напряжение и текущий шум.

На входах, изображенных на Рис .1, мы также имеем источники шума смещения Inoise+ и Inoise–. Они содержат как широкополосный шум, так и 1/ f-шум. Шумовой ток создаёт падение напряжения на входных резисторах и прибавляется к шуму входного напряжения. Как правило, эти два шума не коррелируют и не компенсируются равными входными резисторами, но складываются как корень квадратный суммы их квадратов. Довольно часто падение напряжения от протекания шумового тока по входным резисторам превышает напряжение шума ОУ в области 1/f.

Ошибки изменения напряжения смещения от синфазного входного напряжения

Следующий источник ошибок - это VCMRR (Рис. 1). Он воплощает в себе спецификацию коэффициента подавления синфазного напряжения, где напряжение смещения изменяется в ответ на уровень входного сигнала относительно обоих питающих рельсов [согласно злобному эффекту Эрли, меняющему ширину базы и Убэ от Укэ]. Используемый символ указывает на взаимодействие с источниками питания согласно стрелок, а сегментированная линия через нее предполагает, что она переменная, но не может быть линейной.

Основное влияние CMRR на сигналы заключается в том, что линейная часть неотличима от смещения самого дифкаскада. Нелинейная часть будет представлять собой искажение.

Рис. 3 показывает CMRR устройства . Добавленная линия пересекает крайние точки кривой CMRR непосредственно перед тем, как кривая расходится в перегрузку. Наклон линии дает CMRR = 133 дБ. Кривая CMRR отклоняется от идеальной линии только примерно на 0,5 мкВ на 30 В - это очень удачный суб-ppm вход. Другие усилители могут иметь гораздо большую кривизну.


Рисунок 3. Влияние синфазного напряжение входного сигнала LT6018 на Vсм.

Изменения напряжение смещения (V OS) будут обусловлены CMRR. Усилители с периодической компенсацией дрейфа имеют смещения входного сигнала sub-10 мкВ, и это близко к ошибке в ppm, по отношению к типичным сигналам от 2 В p-p до 10 В p-p. Даже самые лучшие АЦП имеют до 100 мкВ смещение. Таким образом, взнос ОУ в смещение не так велик; система должна будет автоматически обнулить себя, в любом случае.

Связанный с уровнем синфазности входного сигнала является ток I CMRR, который представляет собой входной ток смещения и его изменение с синфазным сигналом. Ломаные линии, рис. 1, предполагают, что токи смещения являются переменными и также не могут быть линейными. (Этот эффект обусловлен тем, что с изменением Укэ меняется и ток базы БТ)

Существует четыре тока I CMRR, потому что оба входа могут иметь независимые входные токи и зависимости от уровня синфазного сигнала, потому, что каждый вход изменяется обоими источниками питания независимо. Влияние цепи I CMRR (который суммируется с постоянным входным током и формирует полный входной ток) умножается на сопротивление входных цепей и суммируется с напряжением смещения ОУ.

На рис. 4 показаны токи смещения LT1468 по сравнению с V CM (I CMR спецификация). Наклон, как показано на добавленной линии, составляет ~8 нA/В, что даёт 8 мкВ/В на входном резисторе 1 ком или ошибку, ниже уровня ppm. Отклонение от прямой линии составляет около 15 nA, что на входном резисторе 1 ком создает ошибку 15 мкВ при изменении синфазного напряжения на 26 В, или нелинейность 0,6 ppm (0,000,6%).

(Скрупулёзно относится к бюджету погрешностей и искажений, учитесь, Шура)

Рисунок 4. LT1468 входной ток смещения против Vсм.

Искажения входного каскада

На рисунке 1 показан входной каскад, который обычно представляет собой транскондуктор, выполненный из дифференциальной пары транзисторов. В верхней части рисунка 5 показаны изменения коллекторных или сливных (стоковых :)) токов различных типов дифференциальных каскадов от дифференциального входного напряжения. Мы смоделировали
простую биполярную пару,
транслинейную схему, которую мы будем называть умной биполярной,
подпороговой (то есть очень большая) дифференциальная пара MOS,
биполярная пара с эмиттерными резисторами (вырожденная на Рис. 5)
и меньшая пара MOS, работающая вне подпороговой области и в ее квадратичном режиме.

Все дифференциальные усилители имитируются с задним током 100 мкА.

Рисунок 5. Различные дифференциальные усилители’ выходной ток и транскондуктивность против входного напряжения.

Не так много информации очевидно, пока мы не покажем зависимость крутизны от входного напряжения V IN, как показано в нижней части рисунка 5. Транскондуктивность (gm, крутизна) является производной выходного тока по отношению к входному напряжению, генерируемому с помощью имитатора LTspice®. Синтаксис имеет d (), чтобы быть математически равным d ()/d (V INP). Нелинейная зависимость крутизны от дифнапряжения является основным механизмом искажений, вносимых дифкаскадом с изменением частоты входного сигнала.

При постоянном токе коэффициент усиления разомкнутого контура ОУ равен ~gm (R1||R2), если предположить, что коэффициент усиления выходного буфера равен единице.

1590931579891.png

Более подробных рисунков в исходнике нет, полагаюсь на вашу фантазию)

R1 и R2 представляют собой выходные импедансы различных транзисторов в сигнальном тракте, каждый из которых подключен к питающей магистрали или другой. Это является основой ограниченного усиления в op amp. R1 и R2 не являются гарантированно линейными; они являются причиной ненагруженного искажения или нелинейности (исходного усилителя). Кроме линейности, нам нужно усиление порядка миллиона раз для достижения точности в ppm.

Наблюдая стандартную биполярную кривую, мы видим, что она имеет наибольшую транскондуктивность (крутизну), но эта транскондуктивность быстро исчезает, когда входное напряжение увеличивается в ту или иную сторону. Тогда как основным требованием для линейности является постоянный коэффициент усиления или крутизны. С другой стороны, какая разница, что входной диф нелинеен, если коэффициент усиления усилителя по напряжению настолько высок, что дифференциальный вход будет измеряться в микровольтах, а выход - в вольтах? Пора представить C COMP (мой любимый конденсатор миллеровской коррекции).

1590927118623.png

C COMP (параллельно включение C COMPP и C COMPM через цепи источника питания) с ростом частоты поглощает большую часть выходного тока дифкаскада. Он устанавливает ширину полосы частот усиления по напряжению (GBW или fед) ОУ. GBW устанавливает, что на частоте f усилитель будет иметь коэффициент усиления разомкнутого контура GBW/f.

Например, GBW или fед 20 МГц означает, что на 20к ОУ имеет Ку
Ку20к = 20 МГц / 20к = 1000 раз

Если усилитель выдает 1 В p-p при f = GBW/10 с коэффициентом усиления замкнутого контура +1, то у нас есть 100 мВ p-p (разностного напряжения) между входами. Это ±50 мВ от точки баланса. Обратите внимание, что кривая стандартного дифкаскада без эмиттерных резисторов, показанная на Рис.5, потеряла около половины своего усиления при ±50 мВ, гарантируя массивные искажения.

Однако умный биполярный только потерял 13%, подпороговый MOS потерял 26%, дегенерировавший биполярный потерял 12%, а квадратичный MOS потерял 15% своего усиления. То есть, эти каскады линейнее, но их схем в источнике нету.

На рис. 6 показано соотношение искажений и разностного сигнала для входного каскада. Это будет отображаться (умноженное на коэффициент усиления) на выходе усилителя (что означает: ООСью эти искажения не давятся). Вы можете получить больше выходных искажений, чем это, но не меньше.

(Обомями руками - за, ибо Истина. Именно этот момент ставит категорический крест на потугах получить сверхлинейность вводом местных петель ООС. Могильный, привет, и ты здесь?)


Рисунок 6. Полные гармоническиое искажения входного каскада против дифференциального входного напряжения.

(Искажения растут с увеличением разностного сигнала, пусть по разным законам и с разной скоростью, но растут всегда и везде.)

Исключая умный биполярный каскад, дифференциальные усилители показывают, что искажение пропорционально квадрату входного сигнала. При единичном Ку (или стремящемся к бесконечности петлевом усилении) выходные искажения равны искажениям входного каскада. Это дифференциальное напряжение и является доминирующим источником искажений для большинства операционных усилителей.

(Далее автор вводит понятие "предельная частота по линейности -120 дБ". Многие из нас знают, что НЧ усиливаются линейнее, чем ВЧ, и автор поясняет правила определения частотной границы -120 дБ.)

Рассмотрим буфер единичного усиления с биполярным входом. Для выхода V дифференциальный сигнал входного сигнала был бы

Уравнение 1

Мы оцениваем, что

Уравнение 2

И

Уравнение 3

где Gnoise - это коэффициент усиления усилителя с ООС, КуООС.

Нелинейность 1 ppm подобна гармоническому искажению с уровнем -120 dB, это 0,000.1%. Учитывая усилитель с биполярным входным каскадом, фед-GBW 15 МГц и выходом 5 В p-p в качестве буфера, уравнение 2 говорит нам, что максимальная частота для этой линейности составляет всего 548 Гц. Это предполагает, что усилитель, по крайней мере, линеен на более низких частотах. Конечно, когда усилитель обеспечивает усиление выше единичного, усиление шума увеличивается и частота -120 дБ падает.

Подпороговый входной каскад МОП поддерживает -120 дБ до 866 Гц, квадратурный МОП - до 1342 Гц и вырожденный биполярный до 1500 Гц. Умный биполярный не следует за предсказанием искажений, и нужно получить оценки из таблицы данных.

(Нас это, в общем-то, интересует мало: мы посыпаем искажения мелом и берём дубину петлевого усиления.)

Мы можем использовать более простую формулу

Уравнение 4

где K находится из кривых искажений спецификации ОУ.

Как боковое замечание, есть много ОУ с rail-to-rail входными каскадами. Большинство получают эту способность от двух отдельных входных каскадов, которые работают поочерёдно (на разных напряжениях - разные каскады) в диапазоне входных синфазных режимов. Это переключение каскадов меняет напряжение смещения, потенциально - ток смещения, шум и даже полосу пропускания. Оно также существенно удлиняет переходный процесс переключения на выходе. Эти усилители нельзя использовать для получения низких искажений, если сигнал всегда пересекает зону зону переключения входных каскадов. Однако в инвертирующем включении ОУ может работать.

Мы еще не обсуждали усилители с переменной скоростью нарастания сигнала. В этих конструкциях входные каскады не заходят в отсечку на больших дифференциальных входных сигналах. К сожалению, такие дифференциальные входы все еще вызывают вариации в GM (крутизне) аналогичной величины, как и на рассмотренных входах, поэтому получение низких искажений все ещё требует большой площади (произведения усиления на частоту) петлевого коэффициента усиления.

Поскольку мы стремимся получить искажения ниже уровня ppm, мы не будем управлять усилителем в любом месте вблизи его предела скорости нарастания, поэтому, как ни странно, скорость нарастания не является важным параметром для линейности уровня ppm в полосе частот, а только GBW.

Мы обсуждали усиление незамкнутого контура (Ку холостого хода), которое смоделировано миллеровской однополюсной коррекцией. Не все операционные усилители компенсируются таким образом. Как правило, коэффициент усиления разомкнутого контура берется из кривой даташита, и отношение

GBW / (G NOISE (f))
(или
фед / КуООС)

- это зависимость петлевого усиления от частоты.

Искажения Выходного Каскада

Последний элемент на рисунке 1 - это ВК, который считается буфером. Типичная передаточная функция выходного каскада показана на рис.7.


Рисунок 7. Передаточная функция выходного буфера с различными нагрузками.

Для различных нагрузок мы видим четыре вида ошибок.

Первый - ограничение по выходному напряжению: хотя этот гипотетический выходной каскад номинально имеет коэффициент усиления 1, это не выходной каскад rail-to-rail. Даже без нагрузки клип наступает, в данном случае, при напряжениях по 100 мВ от каждой питающей рельсы. Эти напряжения по мере увеличения тока нагрузки увеличиваются. Очевидно, что работа ВК в клипе катастрофична в плане искажений, и размах выходного сигнала должен быть уменьшен, чтобы избежать захода в клип. (Ваш кэп)

Следующей ошибкой является сжатие коэффициента усиления, которое мы рассматриваем как кривизну в передаточной функции при экстремумах сигнала (с приближением к клипу). Сжатие происходит при более ранних напряжениях по мере увеличения нагрузки, и, как в клипе, в этом режиме обычно искажения выше уровня ppm. Это сжатие обычно связано с небольшим выходным каскадом, который изо всех сил пытается вывести требуемый ток.
(Цуко. Это обусловлено эффектами Эрли: изменениями Н21э и Убэ при работе со стремящимся к нулю Укэ транзисторов ВК).
Хорошим эмпирическим правилом является то, что линейный, несжатый максимальный выходной ток, доступный от усилителя, составляет только около 35% от выходного тока короткого замыкания. (см. Советы домохозяйкам)

Другим ярким источником искажений является область пересечения вокруг V IN = 0.
(Или, по-нашему, ступенька)
При малых токах нагрузки ступенька может быть неочевидной, но с увеличением нагрузки мы получаем что-то вроде преувеличенного изгиба зеленой кривой. Устранение ступеньки обычно требует хорошего тока покоя ВК.

Последнее искажение труднее воспринимается. Существуют ОУ с разными Ку для выходных сигналов разных полярностей, особенно при загрузке. Это связано с асимметричными схемами ВК. На рисунке 7 показан меньший коэффициент усиления для отрицательных сигналов при загрузке.

Все эти искажения уменьшаются увеличением петлевого усиления. Если бы выходной каскад имел искажение 3%, нам потребовалось бы петлевое 30,000, чтобы достичь уровня -120 дБ. Это, конечно, происходит ниже частоты GBW / (30 000 петлевого × КуООС), как правило, в режиме 1 кГц для усилителя 15 МГц.

Некоторые искажения выходных каскадов зависят от частоты, но многие - нет. Незамкнутый контур усиления подавляет искажение выходного каскада, но это усиление падает с частотой. Если искажение выхода постоянно с частотой, то потеря увеличения создает искажение выхода, которое увеличивает линейно с частотой. Между тем, входные искажения вызывают общие выходные искажения, которые увеличиваются с частотой. В этом случае входные искажения, вероятно, будут доминировать над общими выходными искажениями, подавленными ООС, маскируя вклад искажений выходного каскада.

С другой стороны, если искажение выходного каскада изменяется, скажем, линейно с частотой, падающий коэффициент усиления петли создает другое выходное искажение, которое изменяется как квадрат частоты, дополнительный к и неотличимый от входного искажения.

ОУ низкой мощности, вообще, часто имеют голодные выходные каскады, ток которых низок. Вклад искажений таких выходных каскадов вполне может доминировать над искажениями входных каскадов. Это несколько верно, что требуется, по крайней мере, 2 мА тока покоя ВК ОУ, чтобы получить низкие искажения (тут ситуативно, от сопротивления нагрузки и требуемого выходного напряжения, причём, искажения ступеньки растут с уменьшением выходного напряжения и сопротивления нагрузки).

Необходимые спецификации для точности ppm-уровня

В практических схемах сдвига уровня, ослабления / усиления и активного фильтра мы имеем некоторые основные требования к ОУ для усилителя, поддерживающего сигнал ±5 В, работая от источника и на нагрузку 1 кОм, достигая линейности 1 ppm. Эти требования показаны в Таблице 1.

Таблица 1. Список ошибок ОУ и величин, необходимых для точности ppm

1590934006722.png
Остальное - по ссылке внизу.

Итак, мы видим ограничения ОУ в мире точности ppm. Можем ли мы что-нибудь сделать, чтобы улучшить их?

Шум: очевидно, что первым шагом является выбор операционного усилителя со входным напряжением шума не выше, чем комбинированный шум резисторов приложения. Также уменьшить общее сопротивление входных цепей и цепей ООС для уменьшения их шумов. Конечно, по мере того как эти импедансы падают, ток сигнала через них увеличивается и может увеличить искажения ВК. В любом случае, нет никакой причины уменьшать выходной шум ОУ намного ниже входного шума следующего каскада.

Реальный шум будет больше, поскольку на импедансах входа падает напряжение от протекания шумового тока.

Входные сигналы MOS привлекательны очень малым низкочастотным шумом тока, но они часто имеют больше шума напряжения со спектром типа 1/f, чем биполярные входные каскады. Биполярные входы имеют такие уровни рA/√Hz токового шума, которые делают нетривиально большим шум на сопротивлении источника сигнала, и на НЧ подъём 1/f шума тока может произвести шум напряжения на импедансе источника сигнала больше, чем шум напряжения 1/f ОУ. Общее эмпирическое правило состоит в том, что импеданс приложения должен быть меньше, чем шум Vшума/Iшума усилителя, чтобы избежать шума входных цепей с преобладанием смещения I. Чем ниже шум напряжения биполярного усилителя, тем выше будет шум тока.

Помогать Op Amps Достигает Самого Лучшего Представления
"Али-Экспресс лэнгвидж" моде офф.
Линеаризация ОУ.


Уменьшение искажений входных каскадовПомимо выбора ОУ с улучшенным CMRR (подавлением синфазки), дизайнеры могут использовать ОУ в инвертирующих схемах. В инвертирующих усилителях входные сигналы крайне низки и не создают искажений из-за низкого CMRR. Не все источники сигнала любят инвертирующее включение ОУ. На рисунке 8 показаны двухполюсные фильтры Sallen-Key в неинвертирующих и инвертирующих реализациях.


Рисунок 8. Неинвертирующие (левые) и инвертирующие (правые) активные фильтры Sallen-Key.

Ошибки из-за протекания входного тока ОУ могут быть скомпенсированы, если ы обоих входах установлены резисторы одинаковые сопротивления. Например, если усилитель настроен на коэффициент усиления 10 с обратной связью 900 Ом и заземляющими резисторами 100 Ом, размещение последовательного резистора в 90 Ом на положительном входе уравняет напряжения на входах ОУ. Токи смещения большинства биполярных ОУ настолько хорошо подобраны, что полезно выбрать 0,1%, а не резисторы 1% для достижения наилучшего баланса входов. На Рис.4 компенсирующие резисторы будут размещены последовательно с каждым входом. Вероятно, иногда (в отсутствие высоких требований к разбалансу по постоянному току на выходе ОУ) применять их не следует. К сожалению, дополнительный входной резистор вносит больше шума.

Инвертирование позволяет нам использовать операционный усилитель, который имеет входы rail-to-rail без прохождения сигнала через точку переключения входного каскада, предполагая, что мы смещаем источники питания и уровень синфазного входного сигнала, чтобы избежать этого напряжения переключения.

Соображения по питанию

Выходные токи будут модулировать местное напряжение питания на выводах ОУ. Этот промодулированный сигнал питания найдет свой путь ко входу через PSRR. Наведенный входной сигнал произведет выходной сигнал, который не подавляется ООС.

При частоте 1 кГц локальный байпасный конденсатор в питании ОУ ёмкостью 1 мкФ имеет импеданс 159 ом, что значительно меньше импеданса линии между источником питания и источником помехи из ОУ. Таким образом, локальный байпасный конденсатор не будет действительно эффективен ниже 100 кГц.

На 1 кГц можно надеяться только на PSRR ОУ. При частоте 1 кГц усилитель может иметь, скажем, 90 дБ подавления помех по питанию (КОНИП). Отмечая, что большая часть тока питания ОУ состоит из четных гармоник сигнала, мы хотим, чтобы коэффициент усиления от выхода ОУ до импеданса питания был ниже 30 дБ, чтобы добиться искажений (по этой причине) ниже 120 дБ. Усиление 30 дБ требует, чтобы импеданс шины питания должен быть менее Rн ОУ / 30.
Таким образом, нагрузка ОУ 500 Ом требует питания с импедансом менее 17 ом.
Практически, это не позволяет использовать последовательный резистор или индуктор между шиной питалова и ОУ. На 10 кГц все становится сложнее; PSRR падает от 90 dB до 70 dB, и импедансрельсы питания должен был бы упасть до 1,7 Ом. Это выполнимо, но трудно. Большой местный объезд конденсатор мог бы помочь.

С точки зрения компоновки важно видеть, куда идут выходные токовые петли, как показано на рисунке 9.


Рисунок 9. Токовые петли нагрузки и питания.

На диаграмме слева от рисунка 9 показан положительный ток питания, подаваемый в нагрузку, поступающий из источника питания, а затем возвращающийся через землю обратно к нагрузке. Падение напряжения от протекания тока чётных гармоник питания ОУ вдоль земляного провода прикладывается меж источником сигнала и выходом, и между резистором RG обратной связи и источником входного сигнала. Эта почва - это не та почва. Т.о., провод земли не эквипотенциален, напряжения на нём в разных точках различны и вносят ошибку, искажения в усиливаемый сигнал.
На правой стороне рисунка 9 показан лучший способ маршрутизации токов питания. Ток питания отводится от узлов входа и обратной связи.

На более высоких частотах, выше 100 кГц, источником искажений может быть магнитное излучение линий питания. Токи питания с чётными гармониками могут дать электромагнитные наводки на цепи входного сигнала или обратной связи, драматически увеличивая искажения с ростом частоты. Тщательная планировка токовых магнитных петель имеет важное значение на этих частотах. Некоторые усилители имеют нестандартный выход: питающие контакты вдали от входов, а некоторые даже предлагают дополнительную выходную клемму на входной стороне, чтобы избежать магнитных взаимодействий.

Уменьшение искажений ВК от нагрузки

Многие выходные каскады ОУ становятся доминирующими источниками искажений при большой нагрузке. Есть несколько трюков, чтобы улучшить нагрузочную способность ОУ. Один из них является составным усилителем: один усилитель управляет выходом, а другой усилитель управляет им, как показано на рисунке 10.

Рисунок 10. Составной усилитель против одиночного в тесте искажений.

Это из моделирования LTspice. LTC6240 и имеют макромодели, которые включают воспроизведение искажений. Большинство макромоделей не пытаются отображать искажения, и даже если они это делают, моделируемое значение может быть неточным. Автор смог посмотреть текст макромоделей, и - да, в этих макромоделях искажения были смоделированы довольно хорошо.

Справа на рисунке 10 изображен LTC6240, обеспечивающий усиление 2 на 100 Ом - сложная нагрузка для этого усилителя.
Слева от рисунка 10 находится составной (по-нашему, композитный) усилитель с другим LTC6240 на входе и хорошим широкополосным усилителем с обратной связью по току (CFA) для управления той же нагрузкой, что и референсный усилитель справа.

Идея составного усилителя заключается в том, что выходной ОУ уже имеет скромно низкое искажение, и это искажение может быть уменьшено еще больше за счет петлевого усиления входного усилителя. Мы имеем одинаковый КуООС = 2 и для референсного и композитного усилителей, но в составном усилителе LT1395 можно настроить с своим собственным увеличением (4 раза, как [ошибочно :)] установлено Rf1 и Rg1 [Rf1 не нужен, эту петлю выгодно разорвать на НЧ последовательным конденсатором :)]) для уменьшения размаха напряжения на выходе ОУ1 [а ещё точнее - разностного сигнала как ключевого фактора искажений усилителя, о чём сам автор писал выше :)]. Поскольку искажения входного каскада пропорциональны квадрату выходной амплитуды ОУ, а она уменьшилась вчетверо, происходит дальнейшее уменьшение искажения для входного каскада управляющего ОУ1 на 4 (Ку второго ОУ) в квадрате раза, или в 16 раз. [Если разорвать Rf1 конденсатором, падение искажений достигло бы феноменальных миллионов раз и определялось бы уже совсем другими, не схемотехническими, факторами (ХЗ, какими, если честно, но своё дело мы сделали).]

На рисунке 11 показан спектр выходного сигнала усилителей при 10 кГц, 4 В p-p на выходе.


Рисунок 11. Спектры сигнала усилителей на одиночном ОУ и композита.
Типичные спектры со ста нулями :).

Вклад каждой гармоники будет измеряться, как разность уровня основного (на 10 кГц) и данной гармоники. Как видно на рисунке внизу, входной сигнал имеет около -163 дБ искажений, достаточно хорошо, чтобы доверять данным моделирования. V(out2) от беспомощного LTC6240 имеет искажения -78 жБ. Неплохо, но уж точно не на уровне ppm.

Верхняя часть рисунка 11 показывает искажение композитного усилителя -135 дБ - довольно чертовски впечатляющее [ещё бы, с непривычки-то :)].

Можно ли доверять такому хорошему результату? Для проверки, искажение в середине узла схемы показано в середине рисунка. Если выход составного усилителя имеет почти нулевое искажение, но сам выходной усилитель имеет конечное искажение, и ООС будет размещать отрицательное значение искажения выходного усилителя [ясно зримый сигнал ошибки второго ОУ, против измерения которого так долго возражал Корсаков] на его входе (mid). Искажение в середине [на выходе ОУ1] составляет -92 дБ, и оно фактически соответствует даташита LT1395!

Если физический LTC6240 входной сигнал CMRR или I CMR кривизна выражается в макромодели — они могут увеличивать реальные искажения контура.

К сожалению, немногие макромодели включают искажение. Вы должны были бы прочитать заголовок в macromodel .CIR файла, чтобы увидеть, если это поддерживается. Требуется некоторое моделирование, чтобы увидеть, соответствует ли искажение кривым даташита.

[Ну, тут мы его обогнали, поскольку строим свои собственные поэлементные модели, более точные, чем некоторые стоковые. Но не всегда на все ОУ есть схемы и не всегда эти схемы отражают реальную ситуацию с параметрами транзисторов в ОУ. Пичалька. :confused:]

Компенсация составного усилителя может быть немного сложнее, но в нашем примере у нас есть второй усилитель, ширина полосы пропускания которого более чем в 10 раз превышает ширину входного усилителя, и только немного Cf компенсирует схему. В этой схеме компенсации, если управляющий усилитель имеет полосу пропускания BW при общем коэффициенте усиления, выходной усилитель должен иметь полосу пропускания >3 × BW, и общая полоса пропускания будет консервативно установлена в ~BW/3.

[В коррекции композитов он тоже недалеко ушёл, ПКМ, на момент написания статьи, ибо принцип относительности никто не отменял]

Чтобы избежать сужения полосы частот, мы можем использовать трюк с запараллеливанием ОУ. Он обеспечивает меньшее улучшение искажений, чем композитный подход, но не теряет ни полосы, ни времени установления. На рисунке 12 показана схема тестирования.

Рисунок 12. Запараллеленные ОУ против одиночного.
Ну, так себе метод, с этим вам к Профитмастеру.

На правой стороне рисунка 12 показан U2, наш автономный LTC6240, а на левой стороне - два усилителя LTC6240. U1 управляет выходом и имеет коэффициент усиления два, как и автономный; U2 имеет коэффициент усиления три. Выходное напряжение U2 в узле [турбо]наддува больше, чем U1, поэтому U2 управляет током на выходе. Повышение R и усиление U2 сконфигурированы таким образом, что U2 берёт на себя 96% тока нагрузки в Rl, облегчая нагрузку для U1 и тем самым улучшая его линейность. Нужно убедиться, что U2 имеет достаточный запас нагрузочной способности.

Искажения входного каскада LTC6240 доминируют для нагрузок сопротивлением порядка килоом, то есть, низкие до этих величин нагрузки, а искажения ВК (большие) преобладают при нагрузках порядка 100 Ом.

На рисунке 13 показаны спектральные результаты.


Рисунок 13. Спектры искажений нормального и разгруженного усилителя.

Опять же, у нас есть -78 дБ искажений на 10 кГц для автономного усилителя. Разгруженный усилитель обеспечивает -106 дБ; не так хорошо, как композитный усилитель, но почти на 30 дБ лучше, чем автономный. Однако разгруженный усилитель страдает небольшим сокращением полосы пропускания.

Обратите внимание, что повышение Rboost меж выходами ОУ настраивается; если мы варьируем его как 52 ± 2 Ом, искажения ухудшаются на 10 дБ, хотя небольшое изменение впоследствии происходит до ±10 Ω. Казалось бы, U1 любит иметь некоторую скромную нагрузку ожидаемой полярности; идеальный (без нагрузки) или избыточный ток наддува вызывает больше искажений.

В идеале, U2 будет иметь ту же групповую задержку, что и U1, так что сигнал наддува происходит одновременно с выходом. U2 имеет на 50% больше усиления, чем U1, и, следовательно, имеет меньшую полосу пропускания замкнутого контура, что позволяет предположить, что выход наддува отстает от основного выхода по фазе. Полоса U1 может быть уменьшена до уровня U2 установкой резистора на входах U1. Это увеличило бы КуООС U1, чтобы быть равным U2, и достигло бы равенства между групповыми задержками. Имитатор не показал никакого улучшения на 10 кГц; U1 дал самые лучшие искажения без балансировки задержки. Чтобы понять, верно ли это или нет на более высоких частотах, потребуется попробовать это. Если бы усилители были типа обратной связи по току, Rf1 и Rg1 можно было бы уменьшить, чтобы довести полосу пропускания U2 до U1.

Рекомендуемые усилители ppm-качества

В таблице 2 приведены основные технические характеристики для некоторых предлагаемых усилителей, приближающихся к линейности ppm.

Записи отображаются красным цветом, чтобы предупредить читателя о том, что параметр может нарушить искажение уровня ppm. Простые в использовании победители группы являются , , , , и .

Таблица большая, ходите по ссылке:


Есть некоторые усилители, которые имеют проблемы ввода, которые должны быть решены (неинвертирующие приложения могут быть проблемой), но которые все еще могут обеспечить хорошее искажение: , , , , и .

Выводы

К сожалению, коммерчески доступные ppm-точные усилители трудно, если не невозможно, найти. Существуют ppm-линейные усилители, но необходимо обратить внимание на входные токи усилителя, которые создают искажения на входных импедансах. Эти импедансы могут быть снижены, но при вводе их в обратную связь возникает риск возникновения искажений на выходе ОУ. Путем использования ОУ, в частности, с низкими выходными токами и напряжениями входного сигнала, импеданс входных цепей можно поднять для того, чтобы повысить линейность ОУ, но это увеличит шум системы. Тщательный выбор ОУ и оптимизирование схемотехники необходимы для получения линейности и шума уровня ppm.

Автор
Барри Харви

Барри Харви
Похож на дока Эммета Брауна в молодости.

Барри Харви работал как конструктор аналоговых ИМС, конструирующий высокоскоростные ОУ, прецизионные источники напряжения тока, схемы смешанных сигналов, видео-схемы, линейные драйверы DSL, ЦАПы, устройства выборки-хранения, аналоговые перемножители, и т.д. Он имеет степень магистра медицины в Стэнфордском университете. Он имеет более 20 патентов и опубликовал примерно столько же статей и статей. Хобби Барри включают ремонт используемого испытательного оборудования, игру на гитаре и проекты, связанные с Arduino.

Он ещё и поёт (с) анекдот.
Вот бы он понятнее излагал бы.

 

Вложения

Последнее редактирование:

Sagittarius

Старовер
В общем, по статье: мы уловили ветер перемен до его начала. На Западе хотя бы один озаботился получить искажения уровня 0,000.1%. Схемы УМ с такими искажениями я даже не рассматриваю, а на Западе в них возникла потребность.
Пока что мы их обогнали. :)
 

Sagittarius

Старовер
Тут жестяк ещё и в цепи могильной коррекции RcCf. Она отбирает больше усиления, чем прибавляет второй ОУ. 2,5к * 300 пФ - это трагедия для усиления:

1590995941552.png 1590995997588.png

Реально, идиот схему клепал. 6 дБ во втором каскаде прибавил, в первом 35 отнял, в полосе до фед ОУ. И это недоразумение разбирается, как образец прекрасного композита.
 
Последнее редактирование:

Sagittarius

Старовер
и все же мы используем "ихние" ОУ типа op-amps...
Это не к нам вопросы, а к банде жуликов и воров. Нешто Агеев не сделал бы ОУ лучше 544УД2 или К157УД2? Нету финансирования, нету спроса у нищих людей, лютая конкуренция со стороны Китая и ЮВА.
 

Q-werd

Постоялец
Вторая схема - Неинверт+Инверт:
Здесь несколько вариантов коррекции.
Инверт + НЕинверт (коррекция 1)
U2 - охвачен местной интегрирующей цепью R8, С5.
Ограничение амплитуды сигнала выполнено на входном U1 (элементы R4, D3...D6), что повышает безопасность, например, когда в клипе рвётся ООС, ко входу U2 прикладывается всё выходное напряжение U1, а там его 13V минимум.
1591019435285.png

Инверт + НЕинверт (коррекция 2)
R6,С4 – основная цепь ООС заходит через делитель R3, R10.
1591020123610.png

Инверт + НЕинверт (коррекция 3)
отличие - минимум элементов
1591020328808.png

Инверт + НЕинверт (коррекция 4)
композит - Ностальгия_v16
1591020451377.png

URL:
https://rcl-electro.ru/threads/Композитный-усилитель-с-глубокой-ОООС-на-lt1210.76/post-72002

https://rcl-electro.ru/threads/Композитный-усилитель-с-глубокой-ОООС-на-lt1210.76/post-70267

https://rcl-electro.ru/threads/Сверхлинейный-предусилитель-Ку-18дБ.293/post-65549

https://rcl-electro.ru/threads/Простой-сверхлинейный-УМ-Ностальгия-или-наш-ответ-параллельникам-Агеева.229/post-38774
 

Sagittarius

Старовер
Первые три - худо. Там применяются вложенные ООСи, а каскад с ООСью отжирает усиление из Главной петли. Там надо хорошо посмотреть, что эти ООСи нам дают, и как с петлевым у этих схемотипов по сравнению с последним.
 

Q-werd

Постоялец
Для работы в "композите" op-amps занесены в таблицу. Прошу внести правки:
Малошумящие или с низким Кг.Слежение во входном каскадеС высоким выходным током
LME49710

LM833

MC33078/9

TS522/4

AD811

AD842

AD826

OPA2209, OPA4209
ADA4610LT1210CT7

AD815AY

EL2033

LH0002

LT1010

OPA633

THS6012

THS6043

LMH6672

LMH6624

LMH6639
 

Q-werd

Постоялец
Выбор Op-Amps по параметрам





Малошумящие или с низким Кг.Слежение во входном каскадеС высоким выходным током
LM833
LME49710
LME49740
AD811
AD826
AD842
OPA1612
OPA1664
OPA2209 OPA4209
MC33078/9
TS522/4

ADA4610LT1210CT7
AD815AY
AD8022
AD8397
EL2033
LH0002
LT1010
OPA633
THS6012
THS6043
LMH6672
LMH6624
LMH6639
 
Сверху Снизу