Животворящая сила обратной связи

Rus2000 · 9 Сен 2022

alexcp написал(а):
Под ТОСником, или "усилителем с токовой обраной связью", принято понимать усилитель, напряжение на выходе которого пропорционально току через его инвертирующий вход. Входное сопротивление инвертирующего входа при этом мало (обычно десятки ом, в идеале ноль).

Думается, стоит отделить мух от котлет.
Поищем, например, в архиве журнала "Радио" схемы транзисторных усилителей, в которых сигнал ООС подается в эмиттеры/истоки каскада сравнения.

1965-й год:

1970-й год:

От номиналов резисторов в эмиттере Т2 зависит его режим. Следующий каскад (Т3) отвязан емкостью 50мкФ.

1971-й год:

Режимы всех каскадов зависят от номиналов делителя в цепи Т12 и от базового делителя R50, R51*. Введение С25 позволяет более свободно регулировать усиление в звуковом диапазоне.

1974-й год:

От номиналов резисторов в эмиттере Т4 зависит его режим. Подстройка режима осуществляется подбором базового резистора R15*. Следующий каскад (Т5) отвязан емкостью 100мкФ.

1976:

От номиналов R3, R4 зависит режим работы Т1 и всех последующих каскадов.
Режим работы последующих каскадов уточняется резистором R2.

1976:

От номиналов резисторов в эмиттере Т3 зависит его режим. Подстройка режима осуществляется подбором базового резистора R22*. Следующий каскад (Т5) отвязан емкостью 50мкФ.

1977:

От номиналов резисторов в эмиттере V2 зависит его режим. Подстройка режима осуществляется подбором базового резистора R11*. Следующий каскад (V3) отвязан емкостью 10мкФ.

1978:

C3 обеспечивает 100% ООС по постоянному току. Режим работы V1 задается базовым делителем (R1-R3).
Если прикрутить ОУ на вход этой схемы, то получится практически старый Зуевик.

Дальше 1978-го года листать архив не будем, т.к. Дэвид Нельсон как раз в это время придумал CFA.

Итак, что нам видно на этих древних схемах?
Что их объединяет?
В общем случае, если сигнал ООС подается в эмиттер/исток каскада сравнения (т.е. на вход каскада с ОБ/ОЗ/ОС), резисторы делителя ООС задают не только ток цепи ООС, но и режим работы этого каскада.
При непосредственной связи между каскадами, режим работы последующих каскадов тоже будет меняться. Либо придется развязывать каскады по постоянному току конденсаторами соответствующей емкости.

Это отлично видно на еще одной схеме 1974-го года:

При непосредственной связи между каскадами, чтобы скомпенсировать изменение режимов ВСЕХ транзисторов усилителя при регулировке R6, нужно подкрутить еще и R3.

Кста, эта схема ничего не напоминает?

Продолжение следует...

12943 · 9 Сен 2022

Для чего выделять такого рода усилители в отдельную группу?

звуколюб · 11 Сен 2022

Предпоследняя схема и есть Зуевик, напоминает leak 30

Rus2000 · 16 Сен 2022

12943 написал(а):
Для чего выделять такого рода усилители в отдельную группу?

Продолжение следует....

звуколюб написал(а):
Предпоследняя схема и есть Зуевик

Не.
Это еще не Зуевик-84.

Rus2000 · 16 Сен 2022

Rus2000 написал(а):
Продолжение следует...

Только нашлось время для следующей серии о CFA, как скинули принтскрин выгребной ямы супермодератора:

Поэтому приходится отвлечься от темы повествования.

Как многие давно догадывались, внутри черепной коробки этого персонажа развивается альтернативная схемотехника.

Глядя на эти две схемы:

супермодератор рассказывает, что "двойной ОЭ-ОЭ, более известен как Шиклаи".
Подарите персонажу книжку по основам транзисторной схемотехники, или дайте линки на учебники.
Или, накрайняк, покажите ему Вики:

Надеюсь, всем хорошо видно, что составной транзистор по схеме Шиклаи это совсем не двухкаскадный усилитель напряжения из схемы 1974-го года:

В ситуации, когда стены домов напоминают персонажу о том, что "надо бы разбежаться и со всего размаха в них впечататься", впору вызывать профильных специалистов.

Помнится, печально известный киносипедист Сухов нахваливал в одном из своих кин "разработчика усилителей Подгорного". Расскажите киносипедисту, что его "Подгорный" даже не знает, что такое пара Шиклаи.

Ну и напоследок:

Персонаж за деревьями не видит леса.
Печально.

К сожалению, сейчас развелось много подобных "специалистов".

Стыдно за участников и руководство Паяльника за то, что подобные персонажи там до сих пор безнаказанно несут чушь, да ещё и числятся в модераторах.

Шиклаи, мать их...

Rus2000 · 17 Сен 2022

Извините, пришлось отвлечься от темы на измышления шиклаеведа.
Продолжаем разговор о ТОС-никах:

alexcp написал(а):
До 1980-х годов никто не называл это "токовой обратной связью". НЯП название придумал Дэвид Нельсон из компании Comlinear (впоследствии ставшей частью National Semiconductor, а еще позже Texas Instruments), разрабатывавший широполосные (сотни мегагерц) интегральные усилители. Он взял опубликованный в 1978 году в журнале Electronics буфер (известный сегодня как diamond buffer или параллельный повторитель) и придумал снимать сигнал с коллекторов второй пары, а сигнал ОС подавать в ее эмиттеры:

О ТОС-нике, как усилителе с токовой обратной связи в узком смысле, т.е. в том смысле, который имел ввиду Дэвид Нельсон - CFA - Current FeedBack Amplifier, можно говорить лишь в случае выполнения каскада сравнения таким образом, когда режим работы схемы по постоянному току не зависит от номиналов делителя ООС.

Параллельная четверка - один из вариантов реализации каскада сравнения именно CFA:

Возможны и другие варианты:

Схема может быть несимметричной (нарисуете самостоятельно?)

Ключевое отличие CFA от любых приведенных ~~постом~~ двумя постами выше усилителей с токовой ООС в том, что при наличии непосредственной связи между каскадами, режимы работы каскадов CFA по постоянному току практически не зависят от номиналов цепей ООС.

Суть CFA в том, что снаружи усилитель выглядит, как черный ящик, имеющий стандартные для любого усилителя два входа, две шины питания и выход (опционально может быть добавлена частотная коррекция).
И даже подключение цепей ООС выглядит точно так же, как и подключение ООС в случае VFA:

Поэтому его можно выполнить интегрально, запихнуть в корпус и применять как обычный ОУ, не задумываясь о подстройке режимов при изменении цепей ООС.
Ключевое различие между CFA и VFA заключается в том, что у CFA при фиксированном значении резистора обратной связи Rf коэффициент усиления схемы можно регулировать, изменяя резистор Rg, без существенного влияния на величину петлевого усиления (полосу пропускания обратной связи).

Рассмотрим этот момент на примере двух схем (VFA и CFA).
В качестве VFA используем нашу модель 544УД1:

Внутри это обычный ОУ с входным полевым дифкаскадом:

а в качестве CFA применим вот такой простой усь:

Цепи ООС будут в обоих случаях одинаковые: Rf=1кОм, а значение Rg будем изменять по такому списку: 100, 220, 470, 1k, 100k.
Получим вот такие одинаковые коэф-ты усиления (в звуковом диапазоне) для обеих схем: 21, 15, 10, 6 и 0дБ, соответственно:
VFA:

CFA:

Видно, что в случае 544УД1 (VFA) полоса усиления сужается по мере уменьшения Rg, а в случае CFA - она практически неизменна.

А теперь смотрим, что происходит с петлевым усилением при изменении Rg.
VFA:

Хорошо видно, что петлевое усиление снижается пропорционально росту коэф-та усиления самой схемы. Т.е. мы наблюдаем "закон сохранения усиления".

CFA:

А в этом случае петлевое усиление практически неизменно при изменении коэф-та передачи цепи обратной связи более чем в 10 раз (21дБ).
При этом режимы работы схемы практически неизменны, при изменении параметров цепи ООС более чем на порядок.

Т.о. CFA имеют два ключевых отличия:
1. От обычных усилителей с ООС по напряжению они отличаются слабой зависимостью петлевого усиления от величины Rg, даже при значительном изменении Ку схемы.
2. От простых усилителей с токовой ООС (ООС в эмиттер/исток каскада сравнения) они отличаются независимостью режимов работы схемы от параметров цепи ООС.

MakarOFF · 17 Сен 2022

Как пример несимметричного построения входного каскада усилитель с однополярным питанием LM383 должен подойти по идее. TDA2003 не пойдёт, входы неинверт-инверт на базу-эмиттер одного транзистора, правильно понимаю? Звиняй, Палыч, что в тему влажу, интересно разобраться.

Rus2000 · 17 Сен 2022

MakarOFF написал(а):
Как пример несимметричного построения входного каскада

1. Схем не видно.
2. Нужна схема асимметричного ТОС-ника, у которого режимы не зависят от номиналов цепи ООС.

MakarOFF · 17 Сен 2022

В даташите внутренняя схема лежит, с телефона пишу.

Rus2000 · 17 Сен 2022

Внутри схемы уже есть резистор ООС, задающий режим по постоянному току:

А цепи ООС, задающие Ку схемы, отвязаны от инвертирующего входа емкостью:

Но если применить двуполярное питание, то можно избавиться от разделительных емкостей на входе и в ООС, и получить практически полноценный CFA:

alexcp · 1 Окт 2022

Rus2000 написал(а):
2. Нужна схема асимметричного ТОС-ника, у которого режимы не зависят от номиналов цепи ООС.

Если через цепь ООС не течет постоянный ток, задающий те самые режимы, то режимы не зависят от номиналов цепи ООС. В симуляторе достаточно задать режимы источниками тока:

С другой стороны, я выше показывал пример симметричной схемы, где режимы как раз зависят от номиналов цепи ООС:

КМК если речь не идет об интегральном ОУ, то зависимость режимов от номинала цепи ООС - вопрос скорее удобства, чем принципа,

alexcp · 11 Фев 2023

Тема ТОСников осталась не раскрытой до конца, но тем не менее, отвлекусь от нее. Хозяйке на заметку.

Двухполюсная коррекция:

с одними и теми же номиналами цепи коррекции может давать разные результаты в зависимости от свойств U1:

Если усиление U1 без ООС спадало первым порядком на частотах, где расположены два полюса коррекции, то получается оранжевая кривая. Если не спадало, то получаем синюю. Разница между ними - в усилении в районе этих самых полюсов:

Для синей кривой высокое усиление сохраняется в более широкой полосе частот при идентичных Фед и запасе по фазе.

У большинства интегральных ОУ первый полюс расположен на низкой частоте, и с двухполюсной коррекцией получается оранжевая кривая. Но, если неможко постараться, можно получить синюю и с ними - нужно лишь чуть усложнить цепь коррекции. Например, Бруно Путзейс постарался и сделал это в усилителях Hypex NCore, о чем и рассказал на 131-ом съезде AES в 2011 году.

alexcp · 11 Фев 2023

В связи с зачатками обсуждения ленинских идей в соседней ветке, возвращаюсь к обсуждению Евена годичной давности. Напомню, Евен предложил композит вот такого вида:

Мы его обсуждали-обсуждали, но отвлеклись ~~на то, куда нужно досыпать конденсаторчиков,~~ и тему кмк не раскрыли. Попробую исправить.

Во-первых, такой композит остается устойчивым без (видимой глазом) частотной коррекции. На пальцах, U2 на входе видит сумму двух сигналов - того, что в точке сравнения C (на инвертирующем входе) и его же, усиленного U1 и ослабленного делителем R3R4 (на неинвертирующем). Усиление U1 с частотой падает, поэтому:

На низких частотах сигнал на неинвертирующем входе значительно больше, чем на инвертирующем. Петлевое усиление равно произведению усилений U1 и U2 и коэффициентов передачи делителей R2R1 и R3R4. Отставание по фазе в петле равно сумме задержек, вносимых U1 и U2 (для идеальных однополюсных ОУ, 90+90=180 градусов).
На высоких частотах усиление U1 мало, поэтому доминирует сигнал на инвертирующем входе. Петлевое усиление равно произведению усиления U2 и коэффициента передачи делителя R2R1. Отставание по фазе в петле равно задержке, вносимой U2.
Граница между "низкими" и "высокими" частотами находится там, где амплитуды сигналов на инвертирующем и неинвертирующем входах U2 равны - то есть на частоте, где U1 усиливает ровно настолько, насколько ослабляет R3R4. Если U1 - идеальный однополюсный ОУ, то эта частота - произведение частоты единичного усиления U1 на коэффициент ослабления R3R4: Fz = GBW×R4/(R3+R4). На этой частоте петлевое усиление композита имеет "ноль".

На картинках это выглядит так:

Сверху показано усиление Кухх U1 (синяя кривая) и ослабление делителя R3R4 (серая). Расстояние между ними по вертикали равно их разности в децибелах - это та величина, на которую сигнал на неивертирующем входе U2 больше, чем на инвертирующем. На частоте 1 Мгц (в этом примере) разность обращается в ноль децибел, и именно там расположе ноль петлевого усиления (нижний график, оранжевая кривая).

В виде формул, на входе U2 видит напряжение Udiff = U(C)×(A(U1)×K+1), где U(C) - напряжение в точке сравнения C, A(U1) - усиление (Кухх) U1, K=R4/(R3+R4). Если U1 - идеальный ОУ с однополюсной коррекцией, то A(U1)=A/(1+sT), где A - его усиление на постоянном токе, а Т - постоянная времени его единственного полюса. Подставляя в предыдущую формулу, получаем Udiff = U(C)×(1+AK)×(1+sT/(AK))/(1+sT). Усиление на постоянном токе составлет AK+1, полюс по-прежнему имеет постоянную времени T, но теперь появился ноль с постоянной времени T/(AK). Кстати, А/(2πT) - это как раз (почти точно) частота единичного усиления U1, так что ноль расположен на частоте, в К раз меньшей.

Получается, что элементами частотной коррекции у Евена выступают Кухх U1 и делитель R3R4. Меняя коэффициент ослабления делителя R3R4 (т.е. двигая серую прямую на картинке выше вверх-вниз), можно двигать ноль по частоте влево-вправо, что позволяет подобрать его положение экспериментально в железе без моделей и расчетов. Очевидно, что этот метод работает не только для идеальных интеграторов (хотя есть нюансы).

Во-вторых, размещение делителя на выходе U1 требует от U1 работы с большей амплитудой на входе, что не особенно полезно с точки зрения линейности входного каскада. В качестве альтернативного решения, можно перенести тот же делитель на вход U1:

Это решение имеет недостаток - шунтирование точки сравнения резистором R3 снижает петлевое усиление и увеличивает noise gain. Можно отвязать R3R4 от точки сравнения буфером:

но проще выбрать номиналы R3R4 существенно (в несколько раз) больше, чем R2R1, и не усложнять схему.

Можно также вместо делителя охватить U1 местной ООС и сделать ООСный интегратор:

В этом варианте усиление U1 не выбрасывается на ветер делителем, а работает на дополнительную линеаризацию U1. Частота единичного усиления интегратора U1 (т.е. положение нуля в петлевом усилении композита) в первом приближении задается постоянной времени R3C1, но в реальности будет несколько ниже из-за конечного усиления U1 (и появится еще один полюс, но здесь это не так важно). Проблема с шунтированием точки сравнения резистором R3 такая же, как в предыдущем варианте, и решается так же.

В третьих, любому из показанных выше вариантов Евена можно добавить петлевого усиления на НЧ, но об этом в следующий раз.

MakarOFF · 11 Фев 2023

alexcp написал(а):
В третьих, любому из показанных выше вариантов Евена можно добавить петлевого усиления на НЧ, но об этом в следующий раз

Лучше выбирать операционники U2 с бОльшим усилением на НЧ, например, LME49710 140bB на постоянном токе обеспечивает, так можно делать чтобы схему не усложнять?

alexcp · 12 Фев 2023

В смысле, быстрый U2, медленный U1 и без делителей? Это кмк минное поле, туда ходить нужно осторожно. Чтобы работала механика коррекции по Евену, U1 должен вести себя в полосе частот от нуля АФЧХ до частоты замыкания общей ООС как хороший интегратор - усиление продолжает падать на 20дБ/декаду (кстати, уровень сигнала в точке сравнения растет с частотой), а выход отстает по фазе от входа на 90 градусов. Но поведение ОУ за пределами частоты единичного усиления непредсказуемо, что чревато фокусами в АФЧХ петлевого усиления композита. Не исключаю, что для композита с конкретным усилением можно подобрать подходящую пару ОУ, но я предпочел бы два ОУ с одинаковой полосой и сформировал бы такую АФЧХ, какая нужна.

Lenin · 12 Фев 2023

alexcp написал(а):
Чтобы работала механика коррекции по Евену, U1 должен вести себя в полосе частот от нуля АФЧХ до частоты замыкания общей ООС как хороший интегратор - усиление продолжает падать на 20дБ/декаду

Однако, не соглашусь. От точки сравнения у нас 2 пути - через U1 на вход U2 и напрямую на вход U2. Частоту, на которой усиление этих двух путей становится равным, я называю "точкой сопряжения". Именно в этой точке и ее окрестностях желательно, чтобы угол между сигналами этих двух путей был не сильно больше 90 гр (насколько можно пренебречь этим условием (какой провал АЧХ позволить) зависит от запаса по амплитуде до точки замыкания ОООС). При приближении к 180 мы будем наблюдать все больший провал на АЧХ (вычитание прямого и добавочного канала). А после "точки сопряжения" усиление U1 может падать с любой крутизной, главное - падать.

alexcp · 12 Фев 2023

Благодарю, Владимир Ильич!

Lenin написал(а):
При приближении к 180 мы будем наблюдать все больший провал на АЧХ (вычитание прямого и добавочного канала)

Вот этого я как раз и хотел бы избежать - ОУ в районе частоты единичного усиления часто имеют сдвиг по фазе сильно больше 90°.

alexcp написал(а):
любому из показанных выше вариантов Евена можно добавить петлевого усиления на НЧ

Добавить петлевого усиления на НЧ можно потому, что уровень и фаза сигнала на выходе U1 (по схемам из поста выше) требуются только в окрестности точки сопряжения, а на более низких частотах (скажем, ниже половины частоты сопряжения) есть свобода выбора.

Самый простой вариант - не ослаблять сигнал на выходе (или входе) U1 делителем на НЧ, т.е. сделать делитель частотно-зависимым. Вопреки распространенному мнению. такой делитель можно сделать разными способами:

Во всех случаях коэффициент передачи на постоянном токе равен единице, на высоких частотах определяется соотношением "однородных" элементов сверху и снизу делителя (R1R2, C3C4, R4R5), а между этими крайностями расположена пара полюс-ноль, причем ноль всегда выше по частоте, чем полюс. Коэффициент передачи делителя каждого из трех делителей на схеме выше равен (1+s×Tz)/(1+s×Tp), где Tz и Tp - постоянные времени нуля и полюса, соответственно. Постоянные времени в каждом случае посчитайте сами

Напомню, что импедансы отдельных компонентов равны X(R) = R, X(C) = 1/sC, X(L) = sL, Tz и Tp имеют вид R×C или L/R и измеряются в секундах, если R - в омах, C - в фарадах, L - в генри. Соответствующие частоты равны F=1/(2πT).

Вариант Евена с чаcтотно-зависимым делитетем на выходе U1 может быть, например, таким:

АФЧХ теперь выглядит так (цвета те же, что на картинке из предыдущего поста):

"Провал" серой кривой на частотах ниже пересечения с синей - это как раз добавленное петлевое усиление (+12дБ в этом примере):

Вместо выхода U1, можно, как в предыдущем посте, поставить делитель на вход:

или, по-ленински,

Дополнительный бонус - в таком включении делитель не шунтирует точку сравнения на НЧ, что повышает петлевое усиление (на НЧ) по сравнению с чисто резисторным делителем R3R4. По сути, C1R3R4 играет роль ППК.

Усиление на НЧ можно также добавить в варианте ООСного интегратора, но об этом в следующий раз.