Животворящая сила обратной связи
- Автор темы alexcp
- Дата начала
На методах борьбы с интермодуляционными искажениями мы остановимся также очень кратко:
На Хабре - перепись даунов, немогузнаек и абсолютных идиотов.
Главное, доходчиво как написано: применяй дорогое, стеклянное и чтоб светилось.
- Подгонка схемотехники с целью получения хороших результатов для стандартных методик измерения;
- Частотно — зависимая обратная связь и цепи частотной коррекции
;У вас нет разрешения на просмотр ссылки, пожалуйста Вход или Регистрация
- Применение цепочек местной обратной связи, охватывающей один — два каскада усиления;
- Введение транзисторов в линейный режим.
за это отвечают диоды D1,D2 и подстроечный резистор R8. Однако эта мера чревата увеличением энергопотребления, особенно выходных каскадов;У вас нет разрешения на просмотр ссылки, пожалуйста Вход или Регистрация
- Использование качественных и соответственно дорогих компонентов;
- Ну и наконец, самый радикальный — использование ламп вместо транзисторов, как более линейных элементов. Впрочем, это отдельная большая и неоднозначная тема, достойная отдельной статьи...
У вас нет разрешения на просмотр ссылки, пожалуйста Вход или Регистрация
Главное, доходчиво как написано: применяй дорогое, стеклянное и чтоб светилось.
Чо он мелет, умалишённый: подал меандр на вход, выброс от перегрузки меандром - и есть интермоды.
Снял меандр - нету интемодов.
Уровень интеллектуального развития - первокурсник:
Представим что наш усилитель состоит из идеального предусилителя корректора и УМЗЧ охваченного обратной связью с коэффициентом B. Важно отметить, что сигнал V1 может содержать составляющие очень высокой частоты. Предусилитель C действует как фильтр НЧ, выдавая входной сигнал V2 для усилителя A, содержащий только составляющие, попадающие в звуковую полосу частот.
Напряжение на входе усилителя мощности V2 имеет время нарастания, определяемое предусилителем, на графике видно что оно сглажено. Тем не менее, в напряжении V3, действующем на выходе сумматора, присутствует выброс, вызванный стремлением обратной связи компенсировать малое быстродействие усилителя мощности A с амплитудой Vmax
Выброс в сигнале V3 может в сотни и даже тысячи раз превосходить по амплитуде номинальный уровень входного сигнала. Он может в значительной степени превысить динамический диапазон усилителя. Во время такой перегрузки усиление других сигналов, присутствующих на входе уменьшается, вызывая мгновенный всплеск интермодуляционных искажений. Этот всплеск называется динамическими интермодуляционными искажениями TID , потому что приводит к влиянию одного сигнала на амплитуду другого интермодуляция, и зависит от временной и амплитудной характеристик входного сигнала сильнее, чем просто от амплитудной характеристики, как в случае простых интермодуляционных искажений.
Снял меандр - нету интемодов.
Уровень интеллектуального развития - первокурсник:
Представим что наш усилитель состоит из идеального предусилителя корректора и УМЗЧ охваченного обратной связью с коэффициентом B. Важно отметить, что сигнал V1 может содержать составляющие очень высокой частоты. Предусилитель C действует как фильтр НЧ, выдавая входной сигнал V2 для усилителя A, содержащий только составляющие, попадающие в звуковую полосу частот.
Напряжение на входе усилителя мощности V2 имеет время нарастания, определяемое предусилителем, на графике видно что оно сглажено. Тем не менее, в напряжении V3, действующем на выходе сумматора, присутствует выброс, вызванный стремлением обратной связи компенсировать малое быстродействие усилителя мощности A с амплитудой Vmax
Выброс в сигнале V3 может в сотни
V2 неправильно нарисовано - у Оталы С представляет из себя ФНЧ, поэтому V2 не ступенька, а экспонента. КМК автор на Хабре неточно перерисовал из работы Оталы 1977 года (см. приложение). Выброс вниз вроде бы (я не проверял) появляется, если у С есть пик АЧХ на ВЧ.
Последнее редактирование:
Собственно, не понятно - а что там еще может быть, в точке суммирования? Входная "ступенька" умножается (или делится) на петлевую АЧХ, соответственно на Udiff будет горб (или несколько) во временной области, который постепенно спадет до DC возмущения.
Это, конечно, топорное объяснение, но за то понятное, как мне кажется.
Причем тут какие-то искажения - тоже не понятно.
Искажения будут, если какой-то каскад начнет не успевать за входным сигналом, но это зависит от того как выбраны и расставлены режимы и АЧХ отдельных каскадов, а не от глубины петлевого.
Это, конечно, топорное объяснение, но за то понятное, как мне кажется.
Причем тут какие-то искажения - тоже не понятно.
Искажения будут, если какой-то каскад начнет не успевать за входным сигналом, но это зависит от того как выбраны и расставлены режимы и АЧХ отдельных каскадов, а не от глубины петлевого.
Последнее редактирование:
Испытание меандром с проверкой формы сигнала по каскадам показывает,
на входе какого каскада напряжение наибольшее.
В сочетании с предполагаемой перегрузочной способностью этого каскада такие данные указывают на место возникновения искажений или роста искажений с частотой.
Поскольку в звуковом сигнале не бывает настолько ВЧ-составляющих, как в меандре,
то и реальные искажения на звуковых частотах гораздо ниже. Это раз.
Второе: если мы повышаем Ку каскада при сохранении перегрузочной способности,
то есть - увеличением импеданса нагрузки,
его входное напряжение уменьшается пропорционально выигрышу в усилении:
Увх = Увых / Ку
А т.к. входное напряжение каскада - фактор его искажений,
то повышение Ку равносильно повышению и линейности,
причём - исходной, до охвата ООСью.
Усиление есть линейность уже само по себе.
Чего при проверке меандром не видно. Вот в чём ограничение этого метода.
на входе какого каскада напряжение наибольшее.
В сочетании с предполагаемой перегрузочной способностью этого каскада такие данные указывают на место возникновения искажений или роста искажений с частотой.
Поскольку в звуковом сигнале не бывает настолько ВЧ-составляющих, как в меандре,
то и реальные искажения на звуковых частотах гораздо ниже. Это раз.
Второе: если мы повышаем Ку каскада при сохранении перегрузочной способности,
то есть - увеличением импеданса нагрузки,
его входное напряжение уменьшается пропорционально выигрышу в усилении:
Увх = Увых / Ку
А т.к. входное напряжение каскада - фактор его искажений,
то повышение Ку равносильно повышению и линейности,
причём - исходной, до охвата ООСью.
Усиление есть линейность уже само по себе.
Чего при проверке меандром не видно. Вот в чём ограничение этого метода.
Последнее редактирование:
КМК в этом самая суть.
Горб разный при разном петлевом усилении:
Чем больше петлевое, тем меньше горб, и тем быстрее Udiff возвращается к установившемуся значению.
В схеме Оталы:
цена этого - увеличение тока через конденсатор коррекции (он же конденсатор ФНЧ):
Искажения появляются, если требуемый ток слишком велик для сохранения приемлемой линейности каскада А1. Отсюда рекомендации перенести полюс на частоту повыше (то есть уменьшить емкость конденсатора коррекции, а с ней и необходимый ток; если ток остается постоянным, то уменьшение емкости повышает скорость нарастания выходного напряжения) и не усердствовать с повышением петлевого усиления.
Но, разумеется, ни полюс, ни петлевое ни при чем. Проблема решается иначе - например, ФНЧ на входе ограничивает максимальную скорость нарастания сигнала, резисторы в эмиттерах входного дифкаскада расширяют диапазон Udiff, в котором дифкаскад относительно линеен, отказ от однополюсной коррекции отвязывает петлевое от емкости конденсатора коррекции и т.д.
Последнее редактирование:
Иллюстрация к тезису: при бОльшем петлевом
перегрузки на входе
по амплитуде одинаковы,
а по времени - проходят быстрее.
Не скажу, какой типичный ОУ.
Его АЧХ на выходе - красным, и Кухх - синим. Площадь меж кривыми соотв. петлевому усилению. На 20к оно составляет почти 33 дБ.
Перегрузка, от уровня 9 мкА до его восстановления длится 8 мкс. Треть периода частоты 20к длительностью в 50 мкс, или 16 мкс входной каскад занимается зарядкой конденсатора коррекции С4 и не подчиняется сигналу. Что соответствует времени расцвета интермодуляционных искажений.
Оптимизируем коррекцию:
Не скажу, какой ОУ, с нестандартной, двухполюсной коррекцией R12C3 и RвыхУНС1.
Его АЧХ на выходе - красным, и Кухх - синим. Площадь меж кривыми соотв. петлевому усилению. На 20к оно составляет почти 70 дБ против 33 дБ для однополюсной коррекции.
ПХ на выходе - красным, токовая ПХ входного дифа - синим.
Для входного дифа
ввиду малой ёмкости нагрузки
перегрузка по входному напряжению и выходному току
заканчивается за 500 нс.
Выигрыш с оптимизированной коррекцией
в сокращении времени перегрузки входного дифа - 16 раз.
перегрузки на входе
по амплитуде одинаковы,
а по времени - проходят быстрее.
Не скажу, какой типичный ОУ.
Его АЧХ на выходе - красным, и Кухх - синим. Площадь меж кривыми соотв. петлевому усилению. На 20к оно составляет почти 33 дБ.
Перегрузка, от уровня 9 мкА до его восстановления длится 8 мкс. Треть периода частоты 20к длительностью в 50 мкс, или 16 мкс входной каскад занимается зарядкой конденсатора коррекции С4 и не подчиняется сигналу. Что соответствует времени расцвета интермодуляционных искажений.
Оптимизируем коррекцию:
Не скажу, какой ОУ, с нестандартной, двухполюсной коррекцией R12C3 и RвыхУНС1.
Его АЧХ на выходе - красным, и Кухх - синим. Площадь меж кривыми соотв. петлевому усилению. На 20к оно составляет почти 70 дБ против 33 дБ для однополюсной коррекции.
ПХ на выходе - красным, токовая ПХ входного дифа - синим.
Для входного дифа
ввиду малой ёмкости нагрузки
перегрузка по входному напряжению и выходному току
заканчивается за 500 нс.
Выигрыш с оптимизированной коррекцией
в сокращении времени перегрузки входного дифа - 16 раз.
Вложения
Промодулируем меандр частотой 100к. Время отсутствия на выходе этой частоты примем за показатель искажений или ТИМ.
Случай 1:
16 мкс из 50 мкс периода меандра сигнал 100к на выходе отсутствует.
Исчезло полтора периода частоты 100к.
ТИМ огромны, и это очевидно.
А, меж тем, петлевое мизерно: 33 дБ/20к.
Второй случай из схем, рассмотренных выше.
Исчезновения периодов сигнала 100к почти не наблюдается. Потому, что период этот равен 5 мкс, а время пролёта потенциала выхода ОУ меж уровнями меандра - всего 0,5 мкс, или в 10 раз меньше. А ведь глубина ООС выросла в 100 раз.
Кому ещё непонятно, что мелкоООСники - лохи, а Селф - дятел?
Случай 1:
16 мкс из 50 мкс периода меандра сигнал 100к на выходе отсутствует.
Исчезло полтора периода частоты 100к.
ТИМ огромны, и это очевидно.
А, меж тем, петлевое мизерно: 33 дБ/20к.
Второй случай из схем, рассмотренных выше.
Исчезновения периодов сигнала 100к почти не наблюдается. Потому, что период этот равен 5 мкс, а время пролёта потенциала выхода ОУ меж уровнями меандра - всего 0,5 мкс, или в 10 раз меньше. А ведь глубина ООС выросла в 100 раз.
Кому ещё непонятно, что мелкоООСники - лохи, а Селф - дятел?
Вложения
Последнее редактирование:
У меня есть несколько линеек безОООСников.
Искажения при 40В/8 Ом ниже 0,001%. На первом ватте - единицы u%-тов.
Запросто переваривают квадрат с подмешанным синусом...
Кого мы обманываем? Это не
совершенно-без-ООС-ники,
а без-общей-петли-ООС-ники,
собранные на нескольких каскадах,
идеализированных локальными глубокими ООС
и - сурпрайз! сурпрайз! -
с частотной коррекцией в них.
Будет ли польза? АЧХ каскада задана цепью его ООСи.
Цепью ООСи для второго каскада (ОЭ с миллером) являются
Скорр и R высокоомной точки входа ОК-ОЭ.
Если вот эти два параметра не поменяются,
а, по условию, меняться они не должны,
будь там хоть 200 дБ под петлёй,
пропадут они на линеаризацию охваченного этой петлёй каскада,
что на искажениях всего усилителя отразится крайне слабо
ввиду доминирования искажений входного каскада (по Агееву и я с ним тут согласен).
Более того, такое увеличение усиления с охватом Миллером неоднократно моделировалось.
Я никого не обманываю.
Написано - безОООСники.
Каскад - один.
Частотной коррекции нет.
Подумал.
Ваша теория завязана на петли ООС.
А тут их нет.
Поэтому данная теория неприменима.
Точнее, данная теория - лишь частный случай более общей теории.
Помнишь Чивера?
Который сравнивал лампадники с отстойными ООСными транзисторниками.
У него есть очень показательные графики зависимости уровня искажений от глубины ООС.
Ну конечно
можно еще перенести конденсатор коррекции из нагрузки УН, как у Оталы, в цепь местной миллеровской обратной связи вокруг УН - это позволяет радикально снизить его емкость (и требуемый ток) при сохранении Фед (и скорости нарастания напряжения на выходе).В целом, тему "глубокая ОС создает TIM, поэтому мелкая ОС лучше" пора было закрыть 40 лет назад, но почему-то она упорно всплывает.
Это новая страница практики
теорию придется подогнать под действительность.ЯТД, чисто по причине: ой, глубокая ООС, коррекция, полюса, нули -
это сложно для понимания, поэтому плохо.
Мы будем делать просто и нелинейно,
а недостаток линейности восполнять похвалами.