Сверхлинейные композитные усилители.

Гляжу я на эту диаграмму и меня берет тоска. Вот залезу я в симулятор и окажется, что это всё только в симуляторе выполняется, все эти равенства, как всегда. Время не охота тратить.
Что-то мне подсказывает, что U1 будет задавать поведение схемы, т.к. он стоит впереди, обладая усилением, и его дифференциальное напряжение является определяющим в данном случае. Т.е. диффнапряжение U2 будет преимущественно выходным U1, а на инвертирующем входе U2 будет некоторый остаток, погрешность точности U1. Или даже нет, не остаток, а какое-то произвольное напряжение, заданное делителем R1R2. Т.е. на входах U2 будет синфазка, в зависимости от номиналов R1R2 и R3R4R5. И коэффициент усиления будет задан именно R3R4R5.
Теперь вопрос.. а можно ли практически сделать так, чтобы на инвертирующем входе U2 было ровно столько, сколько нужно для наличия сигнала на выходе схемы и при этом на выходе U1 не было бы ничего? При этом строго мы не знаем сколько усиления у U1 и у U2 и делители имеют разброс и фазовый сдвиг.
Пробую думать как усилитель :)
Возможны сбои, так что имейте ввиду.
ПС Закончу мозговые упражнения и полезу в кап (минуя бомажку, простите), это нельзя так оставлять :)
 
Последнее редактирование:
Неистово одобряю. В теории, конечно, ЛМ3886 с местной ООС и Фед=1МГц не должен сильно отличаться от ФНЧ первого порядка, по крайней мере на звуковых частотах. Практически, Nick рекомендовал подбирать конденсатор ФНЧ по минимуму напряжения на выходе U1 при подаче 20кГц на вход. Я при наладке ZD-50, емнип, существенного влияния этой ёмкости на уровень сигнала не обнаружил, но это было давно, мог забыть/ошибиться/не въехать.
 
Практически, Nick рекомендовал подбирать конденсатор ФНЧ по минимуму напряжения на выходе U1 при подаче 20кГц на вход. Я при наладке ZD-50, емнип, существенного влияния этой ёмкости на уровень сигнала не обнаружил, но это было давно, мог забыть/ошибиться/не въехать.
Ну, твои слова логичны, учитывая, что частота полюса с участием этого конденсатора около 190кГц. Там и не должно, мне кажется, ничего изменяться, если только откровенных косяков не наделать, чтобы ВЧ компоненты были больше самого полезного сигнала. Но это уже косяк где-то.
Вообще-то мы тут зря воду в ступе толчем, пытаясь определить какой делитель будет основным и определяющим. Это все равно что спорить какая нога важнее. На приложенной Алексом в PDF схеме видно, что Ник обозначил R23 звездочкой, ибо он требует подбора, чтобы, в звуковом диапазоне как минимум, оба делителя имели одинаковый коэффициент передачи.
 
Во всех композитах - ZD50(R20/R22), Limit - и тд, теряется по 20 дб на делителях коррекции после первого оу на звуковых частотах,
Как сделать так, чтоб потери в звуковом диапазоне не было, перенести компенсацию выше?
 

Вложения

  • scrgmcdc_notch_1.cir
    scrgmcdc_notch_1.cir
    61.2 KB · Просмотры: 12
  • notch_1.png
    notch_1.png
    13.7 KB · Просмотры: 160
Теряться будет всегда при коррекции, другое дело на каких частотах и сколько. Более высокий порядок цепей коррекции позволяет начинать вмешиваться в петлевое выше по частоте, не затрагивая сильно усиление на 20кГц. Ты пытался сделать это по аппноту, но делал это без понимания. К тому же, там специфическая коррекция и не факт, что это будет иметь достаточные фазовые и амплитудные запасы, чтобы обеспечить повторяемость и беспроблемность настройки.
Где-то выше в теме я шутки ради показывал графики при втором порядке обхода - там петлевого на 20кГц больше. И Белка где-то показывал аналогичного порядка схему (кажется на веге), ты там присутствовал и должен был видеть. Там разница только во включении первого ОУ инвертом.
 
паралельный ВЧ канал, вне ос, только компенсация (вернее разрыв ос) на высоких частотах
условие - усиление А3 больше А1 на высоких частотах
 

Вложения

  • ff.jpg
    ff.jpg
    31.5 KB · Просмотры: 148
Без конкретного примера с обоснованием необходимости подобного решения - сотрясание воздуха, как мне кажется. Все ведь нормально и в стандартной коррекции получается, для чего туда тулить еще дополнительный канал?
 
Без конкретного примера с обоснованием необходимости подобного решения - сотрясание воздуха, как мне кажется. Все ведь нормально и в стандартной коррекции получается, для чего туда тулить еще дополнительный канал?
20 дб на делителе терять - ненормально.
это вообще универсальный способ обойти ограничения фазового сдвига и устойчивости
 
Пофиг эти 20 дБ если полное усиление от двух ОУ 2 x50 - 70 дБ. И неплохо бы практическую схему привести.
 
паралельный ВЧ канал, вне ос, только компенсация (вернее разрыв ос) на высоких частотах
условие - усиление А3 больше А1 на высоких частотах
ерунда, никакого разрыва ОС нет. больше того, петлевое усиление не меняется от добавления А3. сравнивать усиление А3 с А1 - все равно, что сравнивать вольты с амперами. А1 - не усилитель, а ПНВТ, у которого нет усиления, а только крутизна характеристики (transconductance, gm), да и А3 в схеме показан как простой буфер с единичным усилилением.

если читать оригинал (который озаглавлен "Feedforward Floating Power Supply", что как бы намекает), то становится понятно, что автор хотел, по заветам Матти Отала, повысить скорость нарастания напряжения на выходе ОУ (который показан как А1+А2+R+C), но вместо этого сделал ему следящее питание, что закономерно снизило искажения в неинвертирующем включении. практические схемы следящего питания авторства Руса с примерами применения есть на этом форуме, и даже печатные платы где-то были выложены.
 
Последнее редактирование:
ерунда, никакого разрыва ОС нет. больше того, петлевое усиление не меняется от добавления А3. сравнивать усиление А3 с А1 - все равно, что сравнивать вольты с амперами. А1 - не усилитель, а ПНВТ, у которого нет усиления, а только крутизна характеристики (transconductance, gm), да и А3 в схеме показан как простой буфер с единичным усилилением.

если читать оригинал (который озаглавлен "Feedforward Floating Power Supply", что как бы намекает), то становится понятно, что автор хотел, по заветам Матти Отала, повысить скорость нарастания напряжения на выходе ОУ (который показан как А1+А2+R+C), но вместо этого сделал ему следящее питание, что закономерно снизило искажения в неинвертирующем включении. практические схемы следящего питания авторства Руса с примерами применения есть на этом форуме, и даже печатные платы где-то были выложены.
что хотел автор оригинала к делу не относится, Вот так схематично должно быть, инвертирующие первые оу, тогда разрывается, но для идеальных моделей.
разрыв-то есть, только не учтено, что усилители неидеальные, сигнал гармоник искажений не шутнируется.
с идеальными моделями все работает.
 

Вложения

  • ff.jpg
    ff.jpg
    35.9 KB · Просмотры: 204
Последнее редактирование:
Если ОС есть, то она никогда не разрывается, разве что кусачками.
 
Подниму старую тему в связи с тем, что на Веге некто Дмитрий Косачев выложил "Усилитель для наушников R250". Его схему сюда выкладывать не стану, скажу только, что это (КМК не особо симпатичная) попытка сделать ушник со схемотехникой обсуждавшегося выше композита ZD-50, но с использованием на выходе большого количества параллельных ОУ вместо одной LM3886.

ЯТД из исходного ZD-50
1730253400325.png
можно сделать чуть более элегантный, чем у Косачева, вариант с параллельными ОУ на выходе:
1730253907309.png
Принцип действия, достоинства и недостатки - практически те же, что и у оригинала, плюс несолько своих, связанных с параллельным включением ОУ. Ослабление искажений ВК такое же, как с монопетлей, Udiff обуждался выше. Левые по схеме выводы R2 R8 R11 R14 можно заземлить и (или) выбросить C1, тогда получится ухудшенный вариант. Коррекция не показана, кому надо, сам дорисует по вкусу, мы ее неоднократно обсуждали.

При использовании идеи в своих разработках ссылка на RCL-electro.ru обязательна.
 
Макет по идее из предыдущего поста был собран на беспаечной макетной плате с использованием ОУ NJM2068 и NJM4556 - они когда-то были частью ушника O2, а теперь лежат без дела. Схема (R3 там случайно отсоединился, прошу прощения):
alexcp 08-12-2024.png
Клип и квадрат в норме. Интермоды:
composite 08-12-2024.png
Нулей, конечно, маловато, но сильно лучше, чем NJM4556 без композита:
simple.png
В целом, как proof-of-concept годится.
 
Придумал, как добавить к композиту коррекцию ошибок "вперед" (feedforward) а-ля Квод:

Screenshot 2024-12-19 at 4.09.11 PM.png
U1 и. U2 образуют композит Евена. Именно Евен необязателен, можно добавить такой eedforward в любой усилитель с интегратором на входе, но для примера он удобен. Дальше логика примерно такая: если U2 медленный, скажем, с Фед около 1МГц, с таким композитом получится что-то вроде 55 дБ петлевого на 20кГц, а если добавить еще один полюс, то 70дБ. Если U2 еще и не особенно линейный, скажем, 1% без ООС, то получим -95..-110дБ искажений на 20 кГц, что много. Тогда может быть смысл добавить коррекцию искажений "вперед" через U3 и получить дополнительную прибавку в линейности. U3 при желании можно тоже закомпозитить.

В железе не пробовал, в симуляторе с реалистичными моделями получается добавка в 10-20 дБ линейности без особых усилий. Недостаток довольно очевидный - из-за примененного сумматора в виде L1 R3, U3 должен выдавать ту же амплитуду при лучшей линейности, чем U2, хотя и при меньшем токе.
 
Последнее редактирование:
Работает идея из предыдущего поста так:
  1. Даже с животворящей силой ООС на выходе мощного усилителя U2 все равно остаются какие-то искажения. Эти искажения поступают в нагрузку через два параллельных канала.
  2. Первый канал, основной - через L1. Импеданс L1 растет с частотой первым порядком, поэтому искажения сдвигаются по фазе на 90°.
  3. Второй канал, корректирующий - через верхний по схеме делитель R1 R2, U1, U3 и R3. U1 без местной петли ООС выступает инвертирующим интегратором, который сдвигает искажения по фазе на 90° и дополнительно инвертирует их. (Вокруг U1 можно/нужно добавить "могильную коррекцию" из резистора и конденсатора, получив интегратор с необходимыми для устойчивости композита U1+U2 параметрами.) U3 для корректирующего сигнала выступает обычным неинвертирующим усилителем с Ку=R2/R1+1.
  4. В результате, сигнал искажений в корректирующем канале имееет противоположную фазу и уровень, пропорциональный сигналу искажений в основном канале, поэтому выбором резистора R3 можно полностью обнулить искажения на нагрузке.
  5. Для полезного сигнала, композит U1+U2 и канал коррекции U3 имеют одинаковое усиление и не нагружают друг друга. U3 отдает в нагрузку меньший ток, чем U2, так как сопротивление R3 выше импеданса U2.
Все это легко моделируется с идеальными однополюсными ОУ. Подбор R3 - по равенству токов искажений через L1 и R3, что удобно проверять при закороченной нагрузке и источнике искажений, подключенном последовательно с выходом U2.

Практически, есть несколько задач, требующих внимания:
  1. Как упомянуто выше, U3 должен выдавать ту же амплитуду при лучшей линейности, чем U2, хотя и при меньшем токе. Это легко реализуется в мире ОУ с низкими напряжениями питания, для мощных усилителей - не знаю, не думал на эту тему.
  2. На НЧ и постоянном токе играют роль сопротивление L1 постоянному току и конечное усиление интегратора U1. Они могут друг друга компенсировать, это несложно сделать в симуляторе, но на практике может быть сложнее. Можно, впрочем, это проигнорировать - на НЧ больше петлевого усиления, да и искажения на НЧ не очень-то слышны.
  3. Если у U2 есть сравнительно низкочастотный (единицы МГц) второй полюс, то компенсация и композита, и корректирующего канала потребует дополнительных усилий.
  4. И U3, и U2 сами могут быть композитами. На компенсацию это не повлияет, а петлевое усиление добавит и искажения U3 снизит, хотя и потребует усложнения.
 
Последнее редактирование:
Вот чуть более развернутый пример. Все ОУ идеальные однополюсные с усилением на постоянном токе 100дБ, GBW 10МГц и выходным сопротивлением 1 ом.

Для начала возьмем один ОУ и сделаем из него инвертирующий усилитель с Ку=9:
1734790971071.png
Получим 33дБ петлевого усиления на 20кГц и Фед 1МГц:
1734791347230.png
Далее сделаем из усилителя композит:
1734790982519.png
Из-за шунтирования точки сравнения резистором R5 петлевое усиление немного упадет, и Фед снизится, но добавка усиления в петле с лихвой компенсирует эти потери:
1734791288984.png
Прирост петлевого усиления пропорционально увеличивает подавление искажений ВК до 58дБ по сравнению с 33дБ для одиночного ОУ:
1734792137930.png
Теперь добавим feedforward, как описано выше:
1734791102331.png
Сигнал искажений ВК через делитель R6 R7 поступает на интегратор U5 R8 C2, усилитель U6 R9 R10 и резистор R11. На нагрузке искажения компенсируются, и подавление искажений ВК улучшается на 28дБ при том же петлевом усилении:
1734791559809.png
Подключим нагрузку и подадим на вход полезный сигнал:
1734792748939.png
Сравним выходные токи основного усилителя U4 и корректирующего U6:
1734793281423.png
Несмотря на небольшое сопротивление выходного резистора корректирующего канала R11, через него течет менее 1/10 тока нагрузки на 20кГц, и еще меньше на более низких частотах.

Разумеется, можно добавить еще один, а то и не один, полюс в композит, увеличить петлевое усиление и этим снизить искажения:
1734794035201.png
Но так мы уже делали (см., например, пост #411 и #415 в соседней теме), а feedforward - это что-то новое.
 
Назад
Сверху Снизу