Модели интегральных схем для LTSpice

Sagittarius

Витя "Интегратор". Подлец, сквернослов, плагиатор.
1 Мар 2017
28,741
5,574
Гейропы
2. Кручу RCL'евскую модельку LM318 на предмет предполагаемых токов каскадов. Например - ток эмиттеров входного дифа 380 мкА, выходного каскада (Q29, Q38) - 1,2 мА. Измерялся ли первый ток по этой методике? Остальные токи - выставляете по данным общего тока потребления и "чувству прекрасного". Так?
Вообще, определение токов каскадов ОУ, которых мало кто видел и мерил - довольно слабое место в наших потугах сделать наиболее точную поэлементную модель. Что известно твёрдо:
1. Номиналы резисторов. Низкоомные резисторы в ИМС - это легированные эмиттерные переходы, а высокоомные - переходы коллекторные. НЯП, реальные сопротивления зависят от точности выдержки времени легирования и могут отличаться от нарисованных на плюс-минус валенок.
2. Проводимости транзисторов и всё, что указано аналоговыми девицами в их свойствах для учебных моделей ОУ. НЯЗ, в интегральной схемотехнике транзисторы не одинаковы, а используются всякие подлые фокусы с площадями переходов для получения транзисторов и узлов (например, источников опорных напряжений и коэффициентов токоотражения зеркал) с заданными свойствами. Кроме того, технологические процессы совершенствуются.
Так что тут тоже точность невысока. Хуже всего - с токами ВК ОУ. Их угадать невозможно, надо мерить. Насчёт ЛМ318: Агеев указал ток 1,2...1,8 мА.
3. Но, допустим, что мы примерно попали в режимы реального ОУ. Мы сразу проверяем их на соответствие логике, обрывкам памяти, здравому смыслу и даташитным параметрам - то есть, сверяем с чувством прекрасного. По теме это видно.
4. Поскольку из всего спектра усилителей мы строим, в основном, гибриды (ОУ+БТ) или композиты (ОУ+ОУ), то больше всего в модели нас интересует АЧХ, скорость нарастания, пусть ещё - входные токи, а меньше - токи ВК, от которых зависит Кг в одиночном включении при работе на определённую нагрузку.
 

Sagittarius

Витя "Интегратор". Подлец, сквернослов, плагиатор.
1 Мар 2017
28,741
5,574
Гейропы

Вложения

Точка опоры

Постоялец
23 Ноя 2019
115
138
49
Кто может измерить в реале ток первого дифа LM318?
Неинвертирующий вход - на "землю" двуполярного питания (±10..15 В, или на половину однополярного 20..30 В), инвертирующий вход - на выход. Вывод баланса (1 или 5) - закоротить на вывод положительного питания (7) через миллиамперметр.
Какое напряжение питания использовано и какой ток (сотни мкА) показывает миллиамперметр?
 

Sagittarius

Витя "Интегратор". Подлец, сквернослов, плагиатор.
1 Мар 2017
28,741
5,574
Гейропы
Кто может измерить в реале ток первого дифа LM318?
Если есть ОУ, то это просто:

140УД11.jpg

Выводы 1-5 - выход входного дифа, используются под балансировку и для коррекции. Ставим ОУ в любую схему с ООСью, включаем микроамперметр меж
соединёнными вместе указанными выводами и +Упит, вывод 7,
или 1-7, или 5-7.
ОУ выйдет из режима, ООС перекосит входной диф так, что в микроамперметр уйдёт весь ток дифа = ток ГСТ дифа.
Смотрим значение, делим на два, получаем ток плеча.
Хорошо бы заодно замерить входные токи установкой цепи 1 МОм//1 нФ во вход и земаром ухода выходного напряжения от исходного значения.
Тогда можем видеть и бету входных транзисторов.
Для получения значения тока второго дифа - микроамперметр на выводы 4-8.
 

Sagittarius

Витя "Интегратор". Подлец, сквернослов, плагиатор.
1 Мар 2017
28,741
5,574
Гейропы
Ток ВК меряется в ООСной схеме установкой микроамперметра в разрыв 7 вывода и переменного резистора 50к меж выходом 6 и выв. 4. С уменьшением сопротивление резистора токи ВК будут перераспределяться меж верхним и нижним плечами, с некоторого момента ток нижнего плеча станет равен нулю, и далее заданное напряжение на выв. 6 будет обеспечиваться увеличением тока верхнего плеча. Микроамперметр покажет этот момент увеличением показаний. Тут мы или прямо меряем выходной ток ОУ последовательным с резистором миллиамперметром, или выпаиваем резистор - замеряем его сопротивление, вычисляем ток. Этот ток и будет равен току покоя ВК ОУ.

Так можно сделать с любым ОУ под ООСью, но осторожно: в некоторых старых ОУ нет токовой защиты ВК.
 

Sagittarius

Витя "Интегратор". Подлец, сквернослов, плагиатор.
1 Мар 2017
28,741
5,574
Гейропы
544уд2.JPG

Для К544УД2 ток входного дифа получается измерением тока меж выводами 1-7 и делёжкой на 2.

1597140441515.png
Для К157УД2 - ток 1-4 делим на 2.
Во всех случаях ОУ должен быть охвачен ООСью и выжимать ею весь ток в микроамперметр, иначе данные будут недостоверными.
 

Точка опоры

Постоялец
23 Ноя 2019
115
138
49
Если есть ОУ, то это просто:
.....
Хорошо бы заодно замерить входные токи установкой цепи 1 МОм//1 нФ во вход и земаром ухода выходного напряжения от исходного значения.
То-то и оно, что у меня этого ОУ нет.
А что касательно измерения входного тока и беты n-p-n транзисторов по нему - то входной ток вполне документирован (150 нА тип. для 318 и 120 нА тип. для 118/218). Достаточно померить ток дифа.
 

Sagittarius

Витя "Интегратор". Подлец, сквернослов, плагиатор.
1 Мар 2017
28,741
5,574
Гейропы

Точка опоры

Постоялец
23 Ноя 2019
115
138
49
Так и мы - не фабрика, чтобы разбросами и прочими Монте-Карлами заморачиваться. Достаточно типового случая, я думаю...
 

Sagittarius

Витя "Интегратор". Подлец, сквернослов, плагиатор.
1 Мар 2017
28,741
5,574
Гейропы
Если мы снимем ТТХ ОУ как можно полнее, никто с нас не спросит, никто не осудит.
А то мне лично было неприятно, когда ты пришёл и спросил за релевантность,
хотя мы старались всё моделить как можно точнее.
 

Точка опоры

Постоялец
23 Ноя 2019
115
138
49
Поскольку вижу, что тема интересна чуть менее, чем никому - решил пока уточнить модель К157УД2. Так как могу лично обмерить "железную" ИМС. И - с пристрастием. Обмерил "по постоянному току" при нескольких напряжениях питания (5-15-30 В) в схеме с "виртуальной" землёй (т.е. ±2,5-7,5-15 В). Жаль только - всего один живой и неприпаянный образец есть...

При минимальном выбранном напряжении питания - базовые измерения. Токов ГСТ в эмиттере входного каскада (далее - диф) и потребления (на 2 ОУ) и напряжений на выходе дифа (вывод 1 или 7, он же - вход каскада усиления напряжения, далее - УН) и выходе УН (вывод 14 или 8).
При среднем напряжении - также измерил входные токи (с погрешностью не более ±1,5 % из-за неучёта напряжения смещения), напряжение смещения (с погрешностью не более ±5 % из-за неучёта входных токов), изменения напряжения на выходе УН при подаче нагрузки на выход (±5 мА через резистор сопротивлением 1.5 кОм ±5 % на V+ или V-) и при соединении выхода УН с V- через резистор 22 кОм.
При максимальном напряжении - также измерил вариацию тока дифа в зависимости от Vcm.
Измерение напряжения смещения: R1=R2=5,6 k, R3=330 k, R4=∞.
Измерения входного тока: R1=0, R2=R4=∞, R3=330 k или R1=330 k, R2=R4=∞, R3=0.
Остальные измерения: R1=R2=5,6 k, R3=22 k, R4=2 или 1,5 k.
Все резисторы с ±1 %, кроме резисторов нагрузки ОУ и установки напряжения питания.


Затем - скорректировал "схему RCL", а именно:
А. Оформил p-n-p транзисторы через подсхемы (subckt) по Camenzind для моделирования утечек на подложку и "накрыл" их стандартным символом lpnp из LTspice с выводом подложки. Поле "prefix" (Ctrl+ПКМ на УГО) надо заменить с "Q" на "X", чтобы LTspice воспринял УГО как подсхему. При этом, два p-n-p - имеют обычную модель (часть pnv из описания subckt), т.к. это вертикальные транзисторы с коллектором-подложкой.
Б. Масштабирование транзисторов (сообразно относительным площадям эмиттеров) задается параметром "m" или "area". Для "обычных" (Q) транзисторов это вписывается в поле "Value2" (Ctrl+ПКМ на УГО). Для подсхем (subct X), я не нашёл рабочего способа кроме вписывания в объявление отдельных транзисторов
(pnl и pnv) подсхемы (и создания нескольких подсхем сообразно использованному числу относительных площадей). Поэтому p-n-p транзисторы с площадями 400 и 415 отн. ед. я посчитал одной моделью.
В. "Перевернул" Q33 и Q34 с "головы на ноги". Что-бы схема читалась более традиционно.
Г. Перенумеровал транзисторы под имеющуюся у меня схему из Радиоежегодника-86 и построенный на её базе разбор фото кристалла. Спорное решение... Там и правда дурацкая нумерация "через один ОУ", т.е. последовательно нумеруются одинаковые элементы из каждого ОУ в корпусе. Оставить так или вернутся к
нумерации RCL?
Д. Для начала, общий задатчик режимов (J1, Q2, Q3, Q10) - заменю источником тока Iset. Чтобы хоть немного ускорить расчёты. Его параметры (напряжение отсечки J1) буду устанавливать в самом конце. Транзистор Q3 (выход задающего тока на вторую половину ОУ) - обязателен для верности поведения модели этого участка.
Е. Имеет-ли смысл пробовать определить сопротивления в моделях транзисторов по имеющимся сопротивлениям резисторов? И как? С учётом того, что в резисторах мы видим метрику "ом/квадрат", а в электродах транзистора у нас некоторая площадь с подводом тока в центре или по одной из сторон...
Эмиттер n-p-n - через сопротивления резисторов R8 и R9 (выполнены той же эмиттерной диффузией). База n-p-n и эмиттер p-n-p - через сопротивления резисторов R1 и R2 (выполнены той же базовой диффузией).


Уточнение моделей транзисторов.
Перво-наперво из этого "первичного бульона" измерений - вылавливается ориентировочное значение Bf p-n-p транзисторов (довольно высокие 65..70 по току дифа и входным токам). Не знаю даже - включать-ли параметр Ise (деградация Bf при низких токах эмиттера)? Всё-таки токи в дифе в 20..40 раз меньше остальных каскадов...
Далее, по измеренному току дифа и расчётному значению выходного тока общего задатчика режимов (250..350 мкА, как половина VbeQ10/R1) буду определять Is до получения нужного деления в зеркале Q4-Q11. Затем, по данным вариации тока дифа от Vcm при максимальном питании (меняется коллекторное напряжение Q11) можно попробовать "выкупить" значение Vaf (может даже нарисовав отдельную модельку с зеркалом).
После этого, начнётся самый геморрой - с подбором параметров n-p-n транзисторов, "внешние" сведения о которых весьма скудны. Ограничив Bf в районе 100..150 (вдвое больше, чем у p-n-p) надо будет перебирать графики напряжений на входе и выходе УН в зависимости от вариаций Bf, Is и Vaf для определения троек-кандидатов и верифицировать их по данным "возмущений", снятых при среднем напряжении питания, возмущений от самого напряжения питания и по току потребления. Предположительно - с увеличением Bf и/или Is напряжение на входе УН будет снижаться. А ход этого напряжения (снижается) в зависимости от роста напряжений питания - неплохо следует эффекту Эрли (Vaf).
Хорошо-бы, "по совету друзей", потратить время на написание скрипта для ngspice, который-бы сам делал перебор (тупой или каким-нибудь "градиентным спуском") до совпадения с данными "объективного контроля".
В конце - подбором напряжения отсечки J1 (Vto = -3..-1,2 В) подгоню режим общего задатчика.
 

Вложения

Sagittarius

Витя "Интегратор". Подлец, сквернослов, плагиатор.
1 Мар 2017
28,741
5,574
Гейропы
Да ну, так нечестно: ты больше меня понимаешь и задаёшь вопросы вне моей кочки компетенции. :)
Какой получился ток первого дифа? Я когда-то мерил - 20 мкА.
Входной ток - 150 нА.
Выходной - отсечка на 20 мА.
 

Точка опоры

Постоялец
23 Ноя 2019
115
138
49
Какой получился ток первого дифа? Я когда-то мерил - 20 мкА.
Входной ток - 150 нА.
Выходной - отсечка на 20 мА.
Поскольку образец тот же, что и зимой, то данные должны были получиться те же. Ток дифа - 32 мкА, входные токи - 0,238 мкА, потребление - 4,4 мА, выходные пока не мерял. Все данные в архиве (таблица excel).

Да ну, так нечестно: ты больше меня понимаешь и задаёшь вопросы вне моей кочки компетенции. :)
Отставить обиженку! ;-)
Величина R2 (5 k) - уже отправила меня на перекур. Ни с какими вменяемыми значениями Bf и Is я не могу получить свои "около 30 мкА" в эмиттере дифа при токе коллектора Q2 "около 300 мкА". Только снизив R2. А на фото кристалла - отношение R2/R1 вполне себе укладывается в 5...
Либо ток дифа получается 15..18 мкА.
 

Sagittarius

Витя "Интегратор". Подлец, сквернослов, плагиатор.
1 Мар 2017
28,741
5,574
Гейропы
Ток дифа - 32 мкА, входные токи - 0,238 мк
Соотношение такое же, как и для 20 мкА - 150 нА.
66 раз беты у транзисторов входного дифа.
Самое плохое то, что Ку второго каскада (ОК-ОЭ) с вывода 1 под коррекцию
в симуле - порядка 300 раз,
в железе - 5000.
Агеев это тоже заметил. Что с этим делать?
Ощущения такие, как будто меня ограбили.
 

Точка опоры

Постоялец
23 Ноя 2019
115
138
49
Самое плохое то, что Ку второго каскада (ОК-ОЭ) с вывода 1 под коррекцию
в симуле - порядка 300 раз,
в железе - 5000.
Агеев это тоже заметил. Что с этим делать?
Дорогой Лучник! Ты тут уважаемый участник (а может - и хозяин домена?). Прикрепи тему с измерением параметров ОУ и методиками (тут - на V+, там - на V-, и так само) измерений в "топ". Upd: Как будет статистика - будем уточнять модели по медианам или средним.

Ну и разъебесни мне методику измерений на переменном токе. А то я пока плохо понимаю... 20 годков с Гурвицем-и-Хиллом плюс "линейные уравнения" обходился, а тут "коготок увяз".
 
Последнее редактирование:

Точка опоры

Постоялец
23 Ноя 2019
115
138
49
До кучи - "поток сознания от созерцания фото кристалла LM218 за полгода до понимания принципа его действия". Т.е просто файл "ТэИксТэ", с мыслями не оформленными в псто на RCL-форуме и модель ОУ LM318.АэСЦэ спроектированная по тем-же канонам, что и К157УД2, на базе предложенной форумом модели...
.....
.....
По "чувству прекрасного" - скомпилировал данные из книги Camenzind с данными модели RCL. В частности - добавил параметр деградации Bf при малых токах базы (Ise, это характерно для ЭП во входном дифусилителе - Q2 и Q4) и параметр инверсного коэффициента усиления по току (Br, Q5 там же). Потом, по имеющейся типовой характеристике ограничения входного дифференциального напряжения, построил несколько моделей n-p-n транзисторов с разными парами тока насыщения (Is, используется в формулах генераторов тока модели Gummel-Poon) и коэффициента усиления по току (Bf, с шагом 20%).

* Модель с BETA=56
.model NP NPN (
* DC parameters
+ IS=1.53E-14 BF=56 VAF=60 BR=5 VAR=25 ISE=1.00E-15
* Resistances of C, B and E
+ RC=120 RB=500 RE=30
* Capacitances
+ CJE=0.5E-12 MJE=0.33 VJE=0.7 CJC=0.5E-12 VJC=0.7)

* Модель с BETA=67
.model NP NPN (IS=1.41E-14 BF=67 VAF=60 BR=5 VAR=25
+ ISE=9.09E-16 RC=120 RB=500 RE=30
+ CJE=0.5E-12 MJE=0.33 VJE=0.7 CJC=0.5E-12 VJC=0.7)

* Модель с BETA=80
.model NP NPN (IS=1.29E-14 BF=80 VAF=60 BR=5 VAR=25
+ ISE=8.26E-16 RC=120 RB=500 RE=30
+ CJE=0.5E-12 MJE=0.33 VJE=0.7 CJC=0.5E-12 VJC=0.7)

* Модель с BETA=100
.model NP NPN (IS=1.16E-14 BF=100 VAF=60 BR=5 VAR=25
+ ISE=7.51E-16 RC=120 RB=500 RE=30
+ CJE=0.5E-12 MJE=0.33 VJE=0.7 CJC=0.5E-12 VJC=0.7)

* Модель с BETA=125
.model NP NPN (IS=1.04E-14 BF=125 VAF=60 BR=5 VAR=25
+ ISE=6.83E-16 RC=120 RB=500 RE=30
+ CJE=0.5E-12 MJE=0.33 VJE=0.7 CJC=0.5E-12 VJC=0.7)

*
Модели горизонтального p-n-p транзистора с основной BETA=60
.model PNL LPNP (
* DC parameters
+ IS=3.50E-15 BF=50 BR=5 VAF=35
* Resistances of C, B and E
+ RC=500 RB=120 RE=50
* Capacitances
+ CJE=0.3E-12 MJE=0.31 VJE=0.75 CJC=1.5E-12 MJC=0.38 VJC=0.6)
* Паразитный вертикальный транзистор с коллектором-подложкой.
* Основная модель для Q23.
.model PNV PNP (IS=3.50E-17 BF=15 RE=100)

* Модели горизонтального p-n-p транзистора с основной BETA=50
.model PNL LPNP (IS=4.00E-15 BF=50 VAF=35 BR=2 XTB=0.23 XTI=5
+ ISC=4.00E-11 ISE=1.36E-13 NE=1.6 IKF=5.00E-03 NK=5.80E-01
+ RC=20 RE=2.5
+ TF=5.00E-08 XTF=0.35 VTF=4 ITF=1.10E-04 TR=5.00E-08
+ CJE=1.32E-12 MJE=0.31 VJE=0.75 CJC=7.00E-12 MJC=0.38 VJC=0.6
+ KF=1.00E-12 AF=1.2)
* Паразитный вертикальный транзистор с коллектором-подложкой.
* Основная модель для Q23.
.model PNV PNP (IS=7.50E-16 BF=15 RE=2.5 XTI=5 CJC=3.40E-11 MJC=0.42 VJC=0.6)

* Масштабированные в 50 раз модели горизонтального p-n-p транзистора
.MODEL PNL LPNP (IS=5.00E-15 BF=50 VAF=35 BR=2 XTB=0.23 XTI=5
+ ISC=5.00E-11 ISE=1.70E-13 NE=1.6 IKF=3.00E-03 NK=5.80E-01
+ RC=16 RE=2
+ TF=5.00E-08 XTF=0.35 VTF=4 ITF=1.10E-04 TR=5.00E-08
+ CJE=1.65E-12 MJE=0.31 VJE=0.75 CJC=8.75E-12 MJC=0.38 VJC=0.6
+ KF=1.00E-12 AF=1.2)
* Паразитный вертикальный транзистор с коллектором-подложкой.
* Основная модель для Q23.
.model PNV PNP (IS=5.00E-17 BF=15 RE=2 XTI=5 CJC=4.25E-11 MJC=0.42 VJC=0.6)

Все модели 318 в OrCAD имеют во входном дифе одиночные транзисторы (см. Boyle macromodel и Multiple pole/zero macromodel).
LT118 от Linear - имеет ток дифа 400 мкА. Для получения верного входного тока B=2439 (неплохо делится примерно по 50 на каждый транзистор реального Дарлингтона) и Is=8.000E-16.
LM318 от Linear - имеет ток дифа 400 мкА и B=1818 (неплохо делится примерно по 43 на каждый транзистор реального Дарлингтона с учётом в полтора раза большего входного тока) и Is=8.000E-16.
LM318 от NSC - имеет ток дифа 100 мкА. Для получения верного входного тока B=333.333. Is не указан.
LM318 noname - имеет ток дифа аж 1,4 мА (sic!), B=4667 и Is=8.000E-18.


Для моделей "х50", по ном. току потребления (ок. 5,25 мА при питании ±15 В):
Vto для затвора J1 на коллекторе Q8 (графические файлы с окончанием "_mod" равно -2,2 В, ток дифа 210 мкА, входной ток 205 нА;
Vto для затвора J1 на V- равно -3,25 или -1,25 В, токи дифа 230 или 250 мкА, входной ток 230 и 270 нА соответственно.
Напряжение на выходе вывожу на графики для контроля адекватности работы ОУ. При высоких напряжениях отсечки - есть область с неадекватной работой.

Для моделей "х40", по ном. току потребления (ок. 5,25 мА при питании ±15 В):
Vto для затвора J1 на коллекторе Q8 равно -2,23 В, ток дифа 190 мкА, входной ток 120 нА, ток утечки p-n-p транзисторов на подложку - около 600 мкА (11 % от общего тока потребления) при этом часть этого тока - таки идёт в пользу, т.к. это ток утечки выходного транзистора Q30;
Vto для затвора J1 на V- равно -3,31 или -1,23 В, токи дифа 190 или 220 мкА, входной ток 120 и 150 нА, ток подложки - около 600 и 680 мкА соответственно.
Тут модель вертикального паразитного p-n-p дополнительно скорректирована относительно остальных рассмотренных случаев - увеличен Is для поднятия тока утечки на подложку до 10..15 % от тока потребления по V-.

Для моделей "х35" с бета 100 входной ток получался около 80..90 мкА.


Далее - рассмотрены модели "x40". Сверка с графиком "Current limiting".
Модель включается с Ku = -5, на вход подаётся ±2,5 В, выход нагружается... чем? Программируемый источник тока в режиме "load" (принимает/отдаёт свой ток или "сколько дадут", т.е. не "утягивает" ослабевший выход за горизонт) - временами приводит к зависанию расчёта (недобук, 2 ядра по 1 ГГц). Программируемый резистор - даёт нелинейную шкалу нагрузки.
В итоге - решил загрубить расчёты с помощью vntol, abstol, reltol и ограничить расчёты в режиме "Stepping source" с помощью SrcSteps (если расчёт не движется слишком долго и висит на "Stepping source: 100%" - нажимаем ESC для перезапуска "Stepping source" и ещё раз, если и новый расчёт также зависнет на 100%).

Для затвора J1 на V- и напряжений отсечки -3,25 или -1,25 В ограничение отрицательного напряжения достаточно заметно превосходит данные datasheet.
Плюс - нашёл ошибку в площади Q25 (в эмиттерах второго дифа), исправил с 0.1 на 0.3 и приходится возвращаться к выбору Vto для J1...
До кучи - заново перемерял относительные размеры эмиттеров всех p-n-p транзисторов (Q13 - 2916 кв. пикс., Q14-17 - 5886, Q23 - 5544, Q25 - 10020, Q28 - 3600, Q30 - 35072, Q31 - 9394) и перестроил их соотношения в модели.


С исправленным Q25 - более адекватными стали модели "х35". По ном. току потребления (ок. 5,1 мА при питании ±15 В):
Vto для затвора J1 на коллекторе Q8 равно -2,08 В, ток дифа 264 мкА, входной ток 149 нА, ток утечки p-n-p транзисторов на подложку - 526 мкА (чуть более 10 % от общего тока потребления). Меньшее напряжение (-170 мВ) - не рассматриваю ввиду явной абсурдности;
Vto для затвора J1 на V- равно -3,18 или -1,27 В, токи дифа 265 или 306 мкА, входной ток 150 и 166 нА, ток подложки - 528 и 593 мкА соответственно.
Модель вертикального паразитного p-n-p скорректирована так же по Is для достижения желаемого тока подложки.

Ограничение выходного тока происходит примерно при +24,5 и -28,2 мА вместо 21 по графикам. По вытекающему току - изменение параметра Is модели n-p-n транзистора (он влияет намного сильнее Bf) не оказывает заметного влияния на порог ограничения. Так-что считаю 21 мА в DS минимальным значением с учётом технологического разброса токоизмерительных резисторов.
По втекающему току - сильно зависит от резистора R25. Такую ОС в эмиттере Q28 не получается побороть вменяемыми на вид изменениями Is или Bf базовой модели p-n-p транзистора. Кстати, на схеме LT118 сопротивление R25 всего 100 Ом вместо 3,5 кОм. Для симметричного ограничения выходных токов - заменил значение R25 на 2,55 кОм (через параметр Rset_n).

Изменения при включении затвора J1 на V- ("заводская" схема) - минимальны.
Что неудивительно при выставке одинакового тока потребления для обеих случаев.

Можно, конечно, ещё позаниматься "ловлей блох" с подбором параметра Beta для полевика в стабилизаторе тока. Может-быть получится отсимулировать небольшую нелинейность тока потребления от напряжения питания... Но, с учётом разброса этого параметра в моделях из Orcad'а от десятков до тысяч микро А/В^2 и стандартного значения 1Е-4 в Spice, - это именно "ловля".

На сегодня - ФСИО.

Через пару минут будет Upd с рабочей моделью и архивом вспомогательных моделей, настроек выводимых графиков и готовых картинок.
 

Вложения

Последнее редактирование:

Sagittarius

Витя "Интегратор". Подлец, сквернослов, плагиатор.
1 Мар 2017
28,741
5,574
Гейропы
Ну, ты могуч. Пора открывать завод по выпуску К140УД11, у нас всё есть. :)

1597620237614.png

Ку ОУ снимал осциллографом как соотношение выходного напряжения к напряжению на выв.3 (выв.2 обычных ОУ). Тут выходило 600....1000 раз/20к.
Ку второго каскада снимается как соотношение выходного напряжения к напряжению меж выв. 1-4, это входное напряжение ОК-ОЭ. Тут и получалось 5.000 раз/20к.
Делалось это под миллеровской однополюсной коррекцией, этим объясняется парадокс, что Ку2к больше, чем КуОУ. Ведь Ку входного дифа при нагрузке на низкое входное сопротивление второго каскада с параллельной ООС в виде миллеровского конденсатора гораздо менее единицы. Тут, на 20к,
Ку дифа = Ку2к / КуОУ пост = 0,005...0,01 раза.
Что равносильно потере усиления на 20к 40...46 дБ.
Во избежание таких потерь и искалась некая коррекция, максимально сохраняющая усиление на ВЧ.
 

Точка опоры

Постоялец
23 Ноя 2019
115
138
49
Ну, ты могуч. Пора открывать завод по выпуску К140УД11, у нас всё есть.
Вот тут был клоун... поленился найти хоть какую-нибудь методичку для студентов. За что и был осмеян, но не понял этого.

Ну вот, такой промежуточный fin по К157УД2. Под вечер - тоже как-то похожий на "поток сознания"...
======================================================

Резисторы в p-областях (базы n-p-n, эмиттеры и коллекторы p-n-p):
Длина R1 - 6 "квадратов". Сопротивление "квадрата" - 167 Ом.
Длина R2 - 31,6 "квадратов". Сопротивление "квадрата" - 158 Ом.
R4 - не считаю, т.к. это pinch-резистор с искусственно уменьшенной глубиной.
R6 - очень короткий и почти квадратный. Если считать по полной ширине и длине между контактными площадками получается 0,542 "квадрата" и 184 Ом/"квадрат". Если считать по ширине КП и длине между ними - 1 "квадрат" и 100 Ом/"квадрат". В среднем, "квадрат" - 142 Ома.
R8 и R9 - 0,194 "квадрата". Сопротивление "квадрата" - 155 Ом.
Итого, в среднем, - около 156 Ом/"квадрат".

Резисторов в n-областях (эмиттер n-p-n) - нет. А жаль, что я ошибся с R8 и R9.

Для базы n-p-n возьму сопротивление 200 Ом. Для эмиттера и коллектора - на основе соотношений из модели Camenzind, 15 и 50 Ом.
Для p-n-p попробую сопротивления эмиттера равными 150 Ом, коллектора - 600, а базовое - равным коллекторному для n-p-n.

P.S. Пожалуй - ни к чему эти измерения по картинке были...

======================================================

В Радиоежегоднике-86 нашлось явное указание о токе дифа 20..22 мкА (10..11 мкА на каждый). Симуляция задатчика тока и зеркал, разводящих его по каскадам показывает хорошее совпадение такого тока дифа с ожидаемым током задатчика (около 300 мкА).
Идея о том, что мои 32 мкА могут быть вызваны пропорциональным уменьшением сопротивления всех резисторов (прежде всего - R1 и R2) - не подтверждается. Против - и непомерный (50 %) рост тока потребления и Camenzind:
Because of the end-effect you cannot expect resistors of different lengths to match well. For optimum matching use only identical resistors.
Так-что останавливаюсь на снижении R2 через параметр Rfeed=2.7 кОм.

По напряжению на входе УН (Q19) - выбираю Is n-p-n транзисторов (чем меньше Is, тем оно выше) при некотором Bf, кажущемся приемлемым (чем меньше Bf, тем это напряжение выше). Но без фанатизма, при слишком низких его значениях (что-то вроде 1-2,5 фА) ток задатчика начинает сильнее "гулять" при вариации
напряжения отсечки J1.
По вариации этого же напряжения от напряжения питания - попробовал получить Vaf для n-p-n транзисторов. Но то ли с ошибкой измерил, то ли что... получается какое-то запредельно низкое значение (единицы В). Поставил пока 15 В.
За предварительную базу Is p-n-p транзисторов выбираю цифру, в 14 раз меньшую (исходя из необходимости прокачать примерно одинаковые токи через выходные транзисторы, отличающиеся по площади в эти 14 раз).

Измерил ограничения по току выхода (уход напряжения выхода более чем на 1% от заданного) и предварительно промоделировал влияние Is и Bf на ограничение:
NPN IS больше или PNP IS меньше - больше отсечка по вытекающему току (на V-);
NPN IS меньше или PNP IS больше - больше отсечка по втекающему току (на V+);
Bf - влияет существенно меньше (проверял только для n-p-n, т.к. для других есть хорошая отправная точка Bf в токе дифа и входных токах).
Как видим, Is драйверного транзистора (например, Q26 для ограничения вытекающего тока через Q37) - влияет сильнее.
Но при изменении напряжения питания - модель не последовала за измеренными изменениями ограничения выходных токов...
По результатам моих измерений ограничения (втекающий выше вытекающего) - чуть увеличиваю Is p-n-p транзисторов, чтобы дать несколько меньшее ограчение по вытекающему току.

Возвращаю номинальное значение R2 (5 кОм), подбираю J1 по номинальному току дифа и току потребления 1/2 ИМС + ток Q3. Пришлось подкорректировать модель PNV транзистора и BETA J1, для получения нужного тока и напряжения отсечки J1 по "чувству прекрасного". И замкнул "паразитный" коллектор выходного p-n-p на основной, т.к. тут паразитный транзистор работает в нужном русле и можно не учитывать ток "паразитного" транзистора, как ток подложки.

======================================================

Проверяю данные по напряжению на выходе УН при внесении нагрузки на выход или возмущении этой точки резистором на V-. Для проверки по нагрузке - убираю у I2 параметр "load" что-бы использовать уже имеющуюся схему и директиву "step".
Для питания ±7,5 В значения процентов на 10..15 меньше измеренных и мало зависят от Bf и Is. Для проверки по подключению резистора - не нашёл внятно работающий ключ, нарисовал резистор так - изменение выхода чуть выше, изменение напряжения на выходе УН намного выше. Разбираться не стал...

И чуток переменки, если я правильно померял:
"tran" при входном сигнале амплитудой 6 мкВ 100 Гц, разомкнутой ОС и отсутствии коррекции - коэффициент усиления 104 дБ. Относительно сходится с графиком из Радиоежегодника'86.
"ac" в тех же условиях - тоже примерно сходится, включая достаточное попадание в ёмкости переходов (по второму перегибу АЧХ).
"four[ier]" при входном сигнале амплитудой 1 В с частотой 20 кГц и усилении минус 2 без коррекции - показывает вторую гармонику на минус 82 дБ. При входном 5 В - минус 53 дБ. Интермодуляция для 19+20 кГц с амплитудой по 0,5 В и усилении минус 2 без коррекции - минус 120 дБ. Интермодуляция при амплитуде по 2,5 В - минус 91 дБ.

======================================================

Всё!
За сим - кидаю всё это с порога (как Декабрист в главе "61-й километр - 65-й километр") уважаемым завсегдатаям. Обсморкайте как следует. И наберите статистику по постоянному току (токи дифа, входной, потребления, ограничения и напряжения на входе и выходе УН).
 

Вложения

Rus2000

I=U/R
17 Окт 2017
13,122
6,643
Плюк
Линки на другие ресурсы не работают адекватно. Особенности движка...
Попробйуте просто вставить строку ссылки, разделив ее пробелом где-нибудь в начале. Чтоб движок форума не понял, что это ссылка.
А мы уж сами ручками склеим текст обратно...
 

О Нас

  • Наше сообщество существует уже много лет и гордится тем, что предлагает беспристрастные и критические обсуждения среди любителей радиоэлектроники. Мы каждый день работаем над тем, чтобы быть лучше.

Быстрая Навигация

Пользовательское Меню